基于信道化的寬帶信號測向偏差校正*

楊 佳 白立云

(武漢船舶通信研究所 武漢 430200)

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基于信道化的寬帶信號測向偏差校正*

楊 佳 白立云

(武漢船舶通信研究所 武漢 430200)

基于移相器的寬帶相控陣天線在測向中進行角度掃描時，由于渡越時間、孔徑效應的影響，收發信號不能有效地同相合成，難以實現期望的波束形成和波束指向控制。鑒于采用模擬延遲線方法帶來設備體積大等問題，論文從數字化方法考慮，采用信道化對頻率分段。在每個信道中進行適當值進行補償校正，有效改善了測向角度偏差問題。

寬帶信號; 數字化方法; 校正; 角度偏差

Class Number TN957.51

1 引言

基于相控陣天線測向的基本原理[1]，已有文獻通過對寬帶相控陣天線波束指向頻響分析[2]指出，對于寬帶信號，相控陣將會出現測向角度偏差問題。針對減小或消除該問題帶來的影響，一種應用實時延遲線的模擬方法應運而生。

自1984年P.G.Sheehan等[3]提出在相控陣天線上使用光延遲線控制波束指向以來，每年都有新的光延遲方法提出。無論是從實時延遲線所用材料的分析[4]，還是實時延遲線應用方法的研究[5]，這些都使得實時延遲線成為解決寬帶相控陣測向角度偏差問題的不錯選擇。

從另一角度出發，文獻[6]指出，光纖延遲線受到體積和成本的限制，實現難度大。因此對應用數字化方法解決寬帶相控陣測向角度偏差問題的研究極為重要。

本文將基于寬帶信號信道化[7]和系統誤差補償[8]，提出一種解決寬帶相控陣測向角度偏差問題的數字化方法。

2 寬帶信號測向偏差

以線性有源相控陣[9]為例，設波束形成中心頻率為f0，相控陣天線波束指向為θ0，則相鄰兩天線單元之間的陣內相位差可以由下式計算：

(1)

其中d為相鄰陣元間距，c為自由空間光速。因為相控陣的物理結構決定了其相鄰兩天線單元之間的陣內相位差φ，所以當頻率為f0+Δf時，波束方向則變為θ0+Δθ，Δθ可以根據下式計算：

(2)

由式(2)可以得到：

(3)

寬帶相控陣天線工作時，孔徑[10]上各個輻射單元的移相器[11]只設置中心頻率f0的相移指令碼，而且移相器提供的相差值原則上不隨頻率的變化而變化。因此，對于確定的相控陣，其中心頻率f0值固定不變。由式(3)可知，測向角度偏差量Δθ只與信號頻率f0+Δf和波束掃描角(波束指向)θ0有關。

本文研究的信號頻段為4.4GHz～4.9GHz，中心頻率取其中間值4.65GHz。測向角度偏差量是由信號頻率和信號方向兩個因素共同決定的。在目標頻率范圍、設定掃描角度范圍內，測向角度偏差量仿真結果如圖1所示。

圖1中頻率范圍為4.4GHz～4.9GHz，掃描角范圍為-60o～+60o。測向角度偏差量為正，則表示在該信號頻率和掃描角下，其測量值比真實值偏大；相反，測向角度偏差量為負，則表示在該信號頻率和掃描角下，其測量值比真實值偏小。

圖1 角度偏移量與頻率和掃描角的關系

3 測向偏差校正

根據相控陣測向的特點，補償方法實質就是所測信號真實方向的推算。為了盡量多地接收到目標頻段內的信號，測向系統必須完整地掃描其掃描范圍。并且，為了更好地對信號進行處理，在可接受偏差內，將頻段進行分段，分別在每一小頻段內進行取值補償。

如圖2所示為兩種信道劃分方式：按頻段等分方式和按偏差值等分方式。鑒于本文研究頻段為4.4GHz～4.9GHz，中心頻率為其中間值4.65GHz。由于信道劃分寬窄引起的精度和成本的矛盾，此處將該頻段劃分到10個信道，分別對每個信道進行取值補償校正。

圖2 兩種信道分段方法

3.1 等頻率間距分段方法校正

如圖2(a)所示，將整個500MHz帶寬按等頻率間距劃分為10段，每段50MHz。選取每個信道頻段中間值所對應的角度偏差值對落在該信道頻段的信號測向角度進行補償校正。

圖3中所示掃描角為60°，信號頻率為4.9GHz，測得角為66.2°。應用等頻段信道劃分方法進行測角偏差補償校正后，得到測角60.6°。

圖3 等頻率間距分段校正后測向圖

3.2 等偏差間距分段方法校正

如圖2(b)所示，以邊界頻率對應的測角偏差為首末點，將其等分為10段，按每個等分點的測角偏差對應的頻率來劃分頻段，每個信道頻段中選取測角偏差值中間值作為該頻段補償值。

圖4中所示仿真條件仍然是掃描角為60°，信號頻率為4.9GHz，測得角為66.2°。應用等偏差值信道劃分方法進行測角偏差補償校正后，得到測角60.4°。

4 誤差分析

根據式(3)表示的偏差角與掃描角和信號頻率的關系，可以得到如表1所示的兩種信道劃分方法對應分段節點與補償點的偏差值(部分)。其中行值分別為相間隔的分段節點和補償值。

圖4 等偏差間距分段校正后測向圖

頻率等分方法偏差值等分方法信號頻率/Hz偏差/度信頻率/Hz偏差/度44000000006．2444000000006．2444250000005．5144188240855．6944500000004．8244382183495．1444750000004．1444581939134．5945000000003．4944787623464．0445250000002．8744999356893．545500000002．2645217264712．95

假定信號的各頻率出現是等概率的，現基于以上情況分別對兩種分段方法進行誤差分析。

4.1 頻率等分方法誤差分析

等頻率間距分成的10個信道，每個信道占5*107Hz，按照等頻率間距分段方法，各頻率出現概率相同為：

(4)

結合(3)式，平均補償后誤差可以由下式計算：

(5)

式中fi為等頻率間距分段的節點頻率，且滿足fi+1=fi+5*107Hz，θ0為目標方向，θfci為第i個信道的偏角補償值，取此頻率點的角度偏差值的相反數。

4.2 偏差值等分方法誤差分析

等偏差間距分段方法所得到的平均補償后誤差：

(6)

式中fj為等偏差值間距分段的節點頻率，θ0為目標方向，θdcj為第j個信道的偏角補償值，取此頻率點的角度偏差值的相反數。

4.3 兩種分段方法誤差對比分析

從圖3和圖4可以看出，兩種分段方法對偏差補償效果都比較明顯。但是從整體上對兩者進行比較，我們可以取在整個頻段上的平均校正后偏差進行對比分析。如下表列出了在式(5)和式(6)的基礎上，選取不同采樣點數時，兩種分段方法的平均校正后偏差。

表 2 兩種方法的平均校正后偏差比較

由表2可以看出，按照等頻率間距分段方法和按照等偏差值間距分段方法對信道進行劃分，平均校正后偏差隨著采樣點數的增加逐漸降低。但是隨著頻率采樣點數的不斷增加，平均校正后偏差減小量變化并不大，而是逐漸趨于穩定。

比較兩種分段方法的平均校正后偏差，按照等偏差間距分段方法對信道進行劃分所得到的校正效果會更理想一些。當然，其信道劃分頻率節點的確定需要先做些預先計算。

5 結語

理論上，測向角度偏差與掃描角和信號頻率都有關系，本文側重于分析了測向角度偏差受信號頻率的變化影響。在實際信道化校正中，可以結合測得信號方向時的掃描角信息，按照文中固定掃描角確定信道化校正參數值的方法，添加對應參數以補全在測向中由于掃描角變化帶來的角度偏差部分。

此處對測向偏差進行信道化校正的分析，避免有些對測向設備體積過大而不滿足要求的問題。在數字方向上提出了一種進行測向偏差校正的方法。

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Deviation-Correcting of Wideband Signal DOA Based on Channelizing

YANG Jia BAI Liyun

(Wuhan Ship Communication Research Institute, Wuhan 430200)

When phase array antenna scans wideband signals in DOA(Direction of Arrival), for the infection of transit time and aperture effect, signals received or launched can’t synthesize in phase effectively. This makes it hard to realize expected beam forming and direction controlling of beam. For the problem of devices size brought from analogue delay time method, a digital method is presented. It is mainly about channelizing and compensating a proper parameter in every channel. It is proved to be helpful in correcting the angle deviation in DOA.

wideband signal, digital method, correcting, angle deviation

2016年5月16日,

2016年6月19日

楊佳，男，碩士研究生，研究方向：陣列信號分析與測向。白立云，男，博士，研究員，研究方向：通信系統與信號處理。

TN957.51

10.3969/j.issn.1672-9730.2016.11.016