單元串聯變頻器IGBT故障診斷方法

曹旭東， 李支園

(中國石油大學 地球物理與信息工程學院，北京 102249)

單元串聯變頻器IGBT故障診斷方法

曹旭東， 李支園

(中國石油大學 地球物理與信息工程學院，北京 102249)

針對單元串聯多電平高壓變頻器的IGBT(絕緣柵雙極型晶體管)故障檢測問題，基于鏡像電流源原理，搭建通過功率單元直流母線電壓控制的逆變橋臂輸出電壓邏輯檢測電路,并給出功率單元輸出邏輯與驅動信號邏輯的關系，通過動態判別邏輯關系的正確性，診斷出IGBT的故障狀態。實驗結果表明，該方法診斷迅速，能夠在10 μs以內正確檢測出功率管的故障狀態，相比基于各種算法的故障診斷方法，該方法可靠實用，對單元串聯型多電平高壓變頻器的故障診斷具有工程應用價值。

多電平變頻器；單元串聯；絕緣柵雙極型晶體管；故障診斷；鏡像電流法

0 引 言

單元串聯多電平高壓變頻器具有輸出電壓高，諧波含量少等優點，在高壓交流電機調速領域，此種變頻器得到了大規模應用。它由功率單元串聯而形成三相高壓輸出，每個功率單元主要包含整流橋和H逆變橋兩個部分，所以整機需大量的絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)，其作為主要的功率變換器件，發生故障的概率最高，并且以開路和短路故障最為常見。對于IGBT短路故障，目前常用的方法是通過檢測IGBT的集電極-發射極(collector-emitter,CE)電壓來判斷，此種方法具有門檻電壓不易確定的缺點；而對于開路故障，后果不會像短路故障那么嚴重，此時變頻器的輸出波形發生畸變，電機繼續運行，故不易被發現，但會引起輸出轉矩減小、絕緣損壞、發熱等問題，如果不及時處理將會引發更大的事故[1]；此外，容錯控制技術是實現高壓變頻調速系統高可靠性的基本途徑之一，實現容錯控制的前提需要對故障進行有效檢測[2]。

當前，關于變頻器的IGBT開路故障診斷主要有以下一些方法：專家系統法、神經網絡法、電流檢測法、電壓電流極性檢測法等。專家系統法[3-4]是基于經驗的積累，將可能發生的故障全部列出，總結規律并建立知識庫，當故障發生時通過查詢知識庫來判斷故障類型，這種方法難以建立完備的知識庫，難以對故障進行準確的匹配。神經網絡法是利用人工神經網絡技術進行故障狀態識別和分類，它不需要診斷對象的數學模型，利用強大的并行處理能力、自學習能力和良好的容錯能力來完成故障診斷[5]，這種方法在結構設計上存在一定的盲目性，在訓練過程中也容易陷入局部極小點[6]。電流檢測法是基于對系統的輸出電流的分析來進行診斷，其中又派生出平均電流Park矢量法[7-8]、單電流傳感器法[9]和電流斜率法[10]等，這些方法具有對負載敏感易受到干擾而導致誤判等缺點，并且系統輸出電流變化緩慢，這將不利于故障的快速診斷。電壓電流極性判斷法是利用逆變器輸出側PWM電壓和輸出電流極性來診斷功率管開路故障，這種方法具有診斷迅速、可靠性高等優點，然而這種方法只研究了三電平拓撲結構[11]。文獻[12]中提出通過檢測各相電流正負半波部分的功率，來反映各IGBT的工作狀態，這種方法也沒有研究多電平的拓撲結構。文獻[13]中針對有源濾波器提出基于硬件的IGBT開路故障診斷方法，但是需要同時檢測電壓和電流量，診斷電路過于復雜。文獻[14]中提出基于PCA-SVM模型的IGBT開路故障診斷方法，雖然應用于串聯多電平結構，但診斷速度偏慢。文獻[15]中應用小波分析和神經網絡對基于空間矢量控制的變流器進行了故障診斷，其選用輸出電流作為特征參量，受負載影響太大，容易產生誤判。文獻[16]和[17]中，都對逆變器故障狀態下輸出電壓變化特征進行了深入分析，并且提出相應診斷方法，這兩種方法都不太適合串聯結構的診斷。文獻[18]中提出基于小波和支持向量機的高壓線路故障診斷方法，這種方法難以獲得實際的數據樣本對支持向量機進行訓練。

本文提出基于鏡像電流原理檢測的功率單元輸出邏輯與驅動邏輯比對的方法來完成故障診斷。首先，分析功率單元輸出電壓邏輯與驅動信號邏輯關系；然后，使用直流母線電壓控制的鏡像電流電路動態檢測H橋輸出電壓邏輯狀態，將其反饋至CPLD(complex programmable logic device)中與驅動信號邏輯進行實時運算，當IGBT有短路或者開路故障發生時，通過邏輯判斷即可發現故障。

1 功率單元工作模式分析

如圖1所示是一個四級串聯多電平高壓變頻器拓撲結構簡圖，它由基本功率單元的輸出串聯而成。功率單元由整流橋、濾波器、和H橋組成，原理如圖2所示。R、S、T為三相輸入端，與高壓變頻器移相變壓器的副邊繞組相連；U、V為功率單元的輸出端。

圖1 級聯多電平逆變系統Fig.1 Cascade multilevel inverter system

圖2 功率單元電路原理Fig.2 Schematic of power module

功率單元IGBT的開關狀態由正弦波脈沖寬度調制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)信號控制，基本原理是由正弦調制波和三角載波作比較，此時功率單元會輸出+Ud、0、-Ud三種電壓狀態(Ud表示直流母線電壓大小)。對于同一相的不同功率單元，其三角載波依次位移一定的相位，限于篇幅，這里將不做介紹。

圖3 正弦波調制原理Fig.3 Principle of sine-wave modulation

功率單元的三種電壓狀態對應四種工作回路，

即功率管A+和B-閉合，此時功率單元輸出為+Ud；A+和B+閉合或A-和B-閉合，此時功率單元輸出為0 V；A-和B+閉合，此時功率單元輸出為-Ud，這里分別將功率單元輸出為+Ud、0 V、-Ud時的工作狀態命名為工作模式一、模式二、模式三。

2 功率單元IGBT故障診斷原理

2.1 驅動信號與功率單元輸出的邏輯關系

功率單元的輸出電壓狀態由其所接收的SPWM信號決定，因此找到功率單元的輸出電壓與其IGBT的驅動信號在正常和故障狀態下的邏輯關系，即可判斷IGBT故障與否。

表1示出了功率單元逆變輸出端在正常和故障情況下，各工作模式中端口電壓狀態，表中電壓是指功率單元輸出端(圖2所示U、V端)對直流母線的電壓。由表1可見，模式二中IGBT在正常和開路故障時，其所對應的端口電壓一樣，故此時無法檢測出故障狀態，但運行到模式一或者模式三時即可檢測出來；每一個工作模式下的IGBT短路故障在運行到直流母線短路狀態時檢測出來，所以可將模式二A+和模式一A+、模式二B+和模式三B+、模式二A-和模式三A-、模式二B-和模式一B-都合并成一種情況檢測，簡化后如表2所示。

表1 各故障狀態下U、V端電壓特征Table 1 Voltage features of U & V port at various fault states output

表2 IGBT故障狀態下U、V端電壓特征Table 2 Voltage features of U & V port at IGBT′s fault states output

由表2可知，各IGBT的驅動信號電平與其所在橋臂輸出電壓有著固定的邏輯關系，對H橋上管(A+和B+)而言，當IGBT驅動信號為高電平時，在正常狀態下，其對應橋臂輸出電壓為+Ud，開路故障下則為直流母線電壓負(0 V)；而當驅動信號為低電平時，正常狀態下，其對應橋臂輸出電壓為0 V，短路故障下則為+Ud。對H橋下管(A-和B-)而言，其邏輯關系則正好相反。據此，便可以搭建檢測電路來診斷H橋IGBT的故障狀態。

2.2 功率單元輸出電壓邏輯檢測方法

功率單元輸出電壓邏輯狀態的檢測是本方法的一個難點，因為直流母線電壓不是一個固定值，要求其滿足一定的過欠壓范圍，一般設計滿足10%過壓、50%欠壓能力，固定門檻電壓的檢測原理將無法檢測出功率單元輸出電壓變化的邏輯狀態。這里提出基于鏡像電流源的檢測方法，即使直流母線電壓動態變化，也不會對功率單元輸出邏輯產生誤判。

如圖4所示，設三極管Q1和Q2的參數相同，即β1=β2，ICEO1=ICEO2，又因為兩個三極管的基—射極電壓相同，即VBE1=VBE2，當三極管的β較大時，基極電流IB可以忽略，所以IE1=IE2，IC1=IC2。設圖中反相器U1的輸入電壓為VIN，直流母線電壓為Ud，根據KCL定理，可以列出關系式

(1)

化簡后可得到

(2)

(3)

(4)

設

(5)

因為要消除直流母線電壓的波動，則需滿足

VIN=F(Ud)=F(Ud+ΔU)。

(6)

將式(3)、式(5)代入式(6)化簡可得

(7)

其中K為常數。通過設計合適的調理電路，使其滿足式(7)，即可消除直流母線電壓波動的影響。

圖4 鏡像電流源檢測原理Fig.4 Detection principle of mirror current

3 故障診斷實現

3.1 檢測電路設計

根據式(7)，設計如圖5所示電路，即可消除直流母線電壓波動的影響，電路具體參數的計算這里不再贅述。

圖5 IGBT故障檢測原理圖Fig.5 Schematic of fault detection for IGBT

S_BUS接直流母線正電壓，設其電壓值為1 000 V，S_U接功率單元輸出U端，S_V接功率單元輸出V端，圖5中兩個電源的地接直流母線負端；U1A是雙電源運放，Q1、Q2、Q3是NPN三極管，U2是反相器，用于波形整定，D1和D2作為鉗位二極管。

Q1、Q2、Q3組成鏡像電流源電路，直流母線電壓經過R1和R2分壓之后，通過電壓跟隨器作為鏡像電流源的控制電壓，使功率單元輸出U、V端為直流母線電壓負時，反相器U2的輸出信號為低電平；當U、V端為直流母線電壓正時，反相器U2的輸出信號為高電平。

由PSPISE對以上原理圖進行仿真，在50%欠壓或者10%過壓狀態時，U、V端在反相器輸入端的電壓分別約為5.1 V和-0.2 V，符合邏輯芯片電平電壓工作范圍。

值得注意的是，圖5所示檢測電路的地和直流母線電壓負為同一個地，該地與功率單元機殼地相連，各個功率單元之間的機殼地相互獨立，這樣就降低了檢測電路對各功率單元之間的電氣隔離要求。

3.2 CPLD中判定流程

將前述功率單元輸出U、V端所測的信號反饋至CPLD中，與H橋左右橋臂IGBT驅動信號作邏輯比較，U端檢測信號與A+的驅動信號比對，取反與A-的驅動信號比對；V端檢測信號與B+的驅動信號比對，取反與B-的驅動信號比對。當反饋信號和驅動信號電平邏輯不一致，即表明有IGBT的故障發生，當驅動信號為高電平，表示有開路故障發生；驅動信號為低電平，表示有短路故障發生。

因為IGBT存在開關時間，故檢測電路所測反饋信號不是理想方波信號，可能導致誤判，故需要一定的容錯控制機制，以左橋臂IGBT為例，具體判定原理如圖6所示。設Ut為U端檢測信號，Ud1為A+驅動信號，Ud2為A-驅動信號，Uf表示光纖通信故障。當Uf等于1時，表示主控單元和功率單元之間的光纖通信出現故障，此時的驅動信號出現問題，不能再用于IGBT故障的判定；當Uf不等于1，并且Ut不等于Ud1時，計數器1開始計時(en為使能端，rst為復位端)，當時間超過設定門檻值Nt，則報出A+故障信號f1；當Uf不等于1，并且Ut取反信號不等于Ud2時，計數器2開始計時，超過設定值后報出A-故障信號f2。考慮到IGBT開關死區以及動態換流的過程，這里取門檻值Nt為3 μs，讀者在實際應用時可根據具體情況調整。

圖6 CPLD判定原理Fig.6 Block diagram of the fault detection

4 實驗結果

本實驗首先對單個功率單元進行測試，然后對一個四級串聯的變頻器進行整機測試。對單個功率單元進行測試時，需要配以主控單元和人機界面，其連接關系如圖7所示，人機界面和主控單元之間使用RS485通信，主控單元和功率單元之間使用光纖串行通信，功率單元中的CPLD將從主控單元接收的串行編碼信號解碼成IGBT驅動信號，IGBT故障判定亦由該CPLD完成。功率單元的輸出連接7.5 mH電抗器作為負載。

圖7 實驗連接框圖Fig.7 Block diagram of the experiment

4.1 短路故障實驗

將IGBT兩端用電纜短路來模擬產生短路故障，考慮到H橋左右橋臂的對稱性，試驗中選取B+和B-兩只IGBT做短路試驗，B+短路原理如圖8所示。

圖8 IGBT短路原理圖Fig.8 Schematic of IGBT short circuit

啟動實驗系統，測量V端下管IGBT的CE電壓、柵極-發射極(gate-emitter,GE)電壓以及短路電流，如圖9所示， 從圖中可以看出，當IGBTB-開通(驅動信號為高電平)時，由于IGBTB+處于短路故障狀態，直流母線短路，流過IGBTB+的電流快速上升，CE電壓瞬間下降，因為短路電流上升過大，使得IGBTB-退飽和，V端電壓變為直流母線正電壓，而此時IGBTB-驅動波形為高電平，與正常情況狀態不一致，產生短路保護動作，關斷IGBTB-，整個保護動作時間約為8 μs，滿足IGBT保護需求。

圖9 IGBT B+短路時電壓電流波形Fig.9 Voltage and current waveform when B+ short circuit fault happened

類似以上方法，將IGBTB-短路，故障在IGBTB+驅動為高時表現出來，如圖10所示，此時短路電流迅速上升，由于B-短路故障的存在，所以CE電壓為低，與驅動信號電平狀態不一致，從而檢測出短路故障，系統停機，整個響應時間約為8.2 μs。

圖10 IGBT B-短路時電壓電流波形Fig.10 Voltage and current waveform when B- short circuit fault happened

4.2 開路故障實驗

將IGBT驅動信號斷開來模擬其開路故障，選取IGBTB+和B-進行開路故障測試。分別斷開B+和B-的驅動線，啟動系統，測試結果分別如圖11和12所示。從圖11中看出，B+的驅動信號為高電平時，右橋臂V端電壓為母線負(0 V)，極性相反，符合前述邏輯，CPLD中檢測出此故障，封鎖脈沖停機，整個響應時間約為9 μs。從圖12中看出，B-驅動信號為高電平時右橋臂電壓為母線電壓正，CPLD中檢測出故障，響應時間約為9 μs。從以上兩個圖形中也可看出，電流都幾乎為零，這是開路故障所致。

圖11 IGBT B+開路時電壓電流波形Fig.11 Voltage and current waveform when B+ open circuit fault happened

圖12 IGBT B-開路時電壓電流波形Fig.12 Voltage and current waveform when B- open circuit fault happened

綜上所述，IGBT的短路和開路故障都在10 μs之內識別并且響應，反應迅速，符合保護要求。

4.3 整機實驗

將有模擬短路故障的功率單元串聯到一個四級變頻系統中，系統輸入電壓為3.35 kV，給定頻率為1 Hz，啟動系統，界面報出“功率單元A1故障”，變頻器停止輸出，如圖13所示。

圖13 變頻器人機界面Fig.13 HMI of the multilevel inverter

5 結 論

本文在分析單元串聯多電平變頻器功率單元中IGBT的運行狀態以及故障模式的基礎上，提出基于母線電壓控制的鏡像電流源檢測法，將檢測功率單元U、V端波形反饋至其控制芯片CPLD，與驅動波形做實時比較，從而快速判斷出IGBT故障與否，以便對整個功率單元進行容錯控制，例如對多級串聯型變頻器來說，可對故障功率單元進行旁路，整機降額運行等，同時在人機界面報出故障單元。

此診斷方法具有以下優點：

1)診斷速度快

由于診斷方法完全基于硬件原理，從檢測到故障狀態到功率單元自身做出保護動作，只需約8 μs的時間，這比基于軟件算法如神經網絡、支持向量機等診斷方法迅速準確。

2)診斷精度高

診斷電路是搭建在功率單元中，每個串聯功率單元獨立診斷，因此單個功率單元的診斷精度就代表了整個變頻器的診斷精度，在檢測電路的元器件不出現問題的前提下，幾乎不會出現誤判情況，相比采樣整個輸出波形來進行診斷的方法，其診斷精度也具有了極大提升。

當然，該診斷方法一個主要的缺點就是：硬件成本較高。因為診斷電路是針對單個功率單元進行的檢測，這需要對所有等級功率單元原來的控制板進行重新設計，添加硬件電路。

此診斷方法也可以推廣到其他類型的變頻器或者逆變器，具有較好的的工程實用價值。

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(編輯：劉素菊)

Transistor fault diagnosis method in cascade multilevel inverter

CAO Xu-dong， LI Zhi-yuan

(College of Geophysics and Information Engineering,China University of Petroleum,Beijing102249,China)

As for the problem of fault diagnosis of the IGBT(insulated gate bipolar transistor) for cascade multilevel inverter,a detection method is designed.It detected logic state of the output of inverter’s bridge arm based on the principle of the mirror current method.The DC bus voltage of power module controlled the detection circuit.Then,the logical relationship between the output and drive signal of power module was analysed.The fault state of IGBT was detected though judging this relationship.The experiment results show that the detection method can diagnose IGBT′s fault state rapidly within 10 μs.It is more reliable and practical than the diagnosis methods based on software algorithm,which is valuable in engineering application for the cascade multilevel inverter.

multilevel inverter; cell series; IGBT; fault diagnosis; mirror current method

2016-09-01

國家發改委應用示范項目(CNGI-12-03-043)

曹旭東(1968—)，男，碩士，副教授，研究方向為電力電子故障診斷、信號檢測與處理； 李支園(1987—)，男，碩士，研究方向為信號檢測與處理。

李支園

10.15938/j.emc.2016.12.002

TM 464

:A

:1007-449X(2016)12-0009-08