三相三開關降壓型PWM整流器的研究

段戀鴻 張代潤 黃 鈺

（四川大學電氣信息學院，成都 610065）

三相三開關降壓型PWM整流器的研究

段戀鴻 張代潤 黃 鈺

（四川大學電氣信息學院，成都 610065）

本文提出了一種基于脈沖寬度調制技術的新型三相三開關降壓型整流器。通過在傳統(tǒng)三相橋式不可控整流電路各橋臂添加可控開關，實現(xiàn)了對各個橋臂的主動控制，根據(jù)開關管功率損耗和交流側諧波電流的分析，得到了一種最小功率損耗的調制方式。該電路拓撲具有結構簡單、可控開關管數(shù)目少、控制方便等特點，可實現(xiàn)從交流到直流的整流降壓功能，同時具有網(wǎng)側電流畸變率低、直流輸出電壓穩(wěn)定等優(yōu)點。最后通過仿真驗證了理論分析的正確性，證明此種電路拓撲的良好特性，具有很好的應用前景。

電力電子；整流器；脈沖寬度調制；三開關；降壓型

隨著電力電子技術的廣泛應用以及各行業(yè)對電能質量要求的提高，許多行業(yè)的用電設備（如通信電源、變頻調速器、電弧焊電源等）都不是直接使用公共電網(wǎng)提供的交流電[1]，而是對其通過各種形式進行變換得到各自所需要的電能，這其中就包含將交流電變換成直流電的整流電路。當整流負載容量較大，或者對直流側電壓脈動要求較小時，宜采用三相整流電路。

圖1 三相橋式不可控整流拓撲結構圖

在三相整流電路中，三相橋式不可控整流電路如圖1所示，因其結構簡單、無可控開關元件、成本較低、無需控制等優(yōu)點，曾應用于對電能質量要求不高的場合，但存在不可控整流的輸出直流電壓脈動較大、交流側諧波畸變率大的缺點，已經(jīng)不適用于對電能質量要求越來越嚴格的今天。而三相橋式全控整流電路因其具有直流輸出電壓脈動很小、輸出電壓可控、交流側諧波畸變率小等優(yōu)點，成為現(xiàn)在應用最為廣泛的三相橋式全控電路[2]。它包括電壓型和電流型兩種全控電路。電壓型全控整流電路通過電容儲能，可實現(xiàn)升壓功能；而電流型全控整流電路通過電感儲能，可實現(xiàn)降壓功能。但因其直流側儲能電感大、交流側電流畸變振蕩和三值邏輯的復雜問題，導致控制復雜，在實際應用中遇到很多困難[3]。

以上無論是何種整流電路，不是輸出電壓波動較大、交流側電流諧波大等電能質量問題，就是所用電力電子器件多、控制復雜等問題。我們希望有這樣一種的整流電路：電路結構簡單，所用可控開關數(shù)目少，控制方便，具有網(wǎng)側正弦電流，單位功率因數(shù)，可降壓，輸出電壓脈動小[4]。為了得到設想的整流電路，本文研究了一種基于脈寬調制技術的三相三開關降壓型整流器，它可以很好解決這些問題。

1 新型三相三開關PWM整流器拓撲結構

本文通過在傳統(tǒng)三相橋式不可控整流電路各橋臂添加可控開關管，另外增加兩個快速恢復二極管構成一個可控單元，由3個可控單元組合可構成三相三開關整流器拓撲結構如圖2所示。該結構包含3個可控開關，并且具有Buck型結構，可通過控制3個開關管即可實現(xiàn)降壓、抑制諧波以及提高功率因數(shù)的目的[5]。

圖2 三相三開關降壓型整流器拓撲結構圖

2 新型三相三開關PWM整流器工作原理

根據(jù)三相線電壓的瞬時值關系可將一個工頻周期分為12個區(qū)間，如圖3所示。在每一個區(qū)間，電流流經(jīng)電壓瞬時值最大和最小的兩相，電壓瞬時值居中的相所對應的開關處于直通狀態(tài)，另外兩個開關通過高頻斬波信號處于高速通斷狀態(tài)[6]。圖 3陰影部分是本文研究的一個區(qū)，在這個區(qū)域內電網(wǎng)相電壓

圖3 電網(wǎng)電壓被劃分為12個區(qū)

為了描述開關管Si，i=R,S,T的開關狀態(tài)，令s=0為開關管斷開，s=1為開關管導通。降壓型開關狀態(tài)可以用來代表，在陰影部分的各開關狀態(tài)如圖4所示。

圖4 三相三開關整流電路開關導通狀態(tài)

當si=1，i=R,S,T時，橋臂i對應于傳統(tǒng)二極管整流電路的一個橋臂，因此可以很容易得到不同開關狀態(tài)下的電流路徑。例如，當sR=0、sS=1、sT=1時，這時在S相得到一個正極電流+I，在 T相得到負極電流-I。如果所有的開關管Si，i=R,S,T都導通，即j=(1 1 1)，此時的系統(tǒng)就等效為三相橋式不可控電路。由于所以得到由于輸入相電流特性相同，所以開關狀態(tài)j=(1 0 1)或j=(1 1 1)都可以獲得。同理，可以分析其他幾種開關狀態(tài)和輸出電流的關系。

3 開關狀態(tài)順序的確定及開關損耗的計算

3.1 確定開關狀態(tài)順序

通常來講，一個好的開關順序應該盡量使功率開關在切換過程中的功率損耗最小，如果不考慮這個因素，那么就有很多種有效開關順序，見表1。

表1 有效開關順序

在表 1中，開關狀態(tài)既可以是對稱的（見表 1序列1.x和2.x），也可以不對稱（見表1序列3.1）。另外，續(xù)流狀態(tài)既可以被放在中間（如序列 2.x），也可以被放在末尾（如序列1.x）。在π/3的區(qū)間內，有一個功率開關管是被鉗位的（序列1.1，1.2，2.1，3.1）或者讓開關狀態(tài)j=(0 0 0)作為續(xù)流狀態(tài)（序列1.3，2.2）。如果只考慮開關切換的數(shù)目，以上開關狀態(tài)順序之間就沒有什么不同，但就開關損耗而言，它們之間則有很大差別。

3.2 計算開關損耗

為了簡便，假設：①開關能量損耗w與開關電壓u(t)成比例關系，比例系數(shù)為k；②開關電流I為常數(shù)。因此，可以計算功率開關Si從導通到關斷過程中的能量損耗，即

同樣，可以得到功率開關從關斷到導通過程中的能量損耗，即

那么，就可以計算出在工頻周期TN期間所有功率開關的能量損耗的平均值，即

舉例表1的序列1.1，從開關狀態(tài)j=(1 1 1)到開關狀態(tài)j=(1 1 0)，功率開關ST在電壓為uCF,ST時關斷，在下一個切換過程j=(1 1 0)到j=(1 0 0)時，功率開Ss關在電壓為uCF,RS時關斷；在下一個半周期，功率開關ST和Ss以剛才的電壓導通，只不過順序不同。假設比例系數(shù)，則可以得到以上開關狀態(tài)順序的能量損耗為

根據(jù)式（5），可以得到在一個工頻周期內所有開關管功率損耗的平均值，即

同樣，根據(jù)表1中其他開關狀態(tài)順序的功率損耗，可以類似的求出各開關序列的功率損耗平均值，見表2。

表2 各開關序列的功率損耗平均值

從表2可以看出，1.x的開關系列開關損耗最小，即將帶有續(xù)流狀態(tài)放在首端或者末尾的開關順序比其他開關系列具有更好的優(yōu)勢。

4 控制策略

本文系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制方式，將電壓外環(huán)將采樣的直流輸出電壓與給定值uref進行比較，以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的，然后將它們的差值經(jīng)PI調制過后作為電流內環(huán)的給定值與采樣的輸出電流dci作比較，再經(jīng)過PI調制與相位邏輯單元和三角載波共同作用得到PWM波形，最后通過邏輯單元分配給3個開關，通過電流內環(huán)控制可以使交流側電流正弦化[7]。由于上述兩個環(huán)都是對直流量進行控制，省去了傳統(tǒng)三相電壓型、電流型整流器為控制直流量而進行的 dq變換環(huán)節(jié)，因此該控制方式簡單，響應速度快，易于實現(xiàn)。三相三開關整流電路控制框圖如圖5所示。

圖5 三相三開關整流電路控制框圖

5 仿真及仿真波形分析

為了驗證本文方案的可行性，使用Matlab仿真軟件對其進行仿真，所用參數(shù)見表3。

表3 三相三開關PWM整流器系統(tǒng)仿真參數(shù)

通過仿真可以看出，圖6所示的網(wǎng)側R相輸入電流呈現(xiàn)正弦化，諧波畸變率小于國家標準5%；圖7所示的直流側輸出電流脈動小，具有很快的響應速度，在0.003s即可達到穩(wěn)定狀態(tài)；圖8所示的系統(tǒng)的功率因數(shù)可達到0.994。

圖6 網(wǎng)側R相輸入電壓電流波形圖

圖7 直流側輸出電流波形圖

圖8 網(wǎng)側功率因素

6 結論

本文通過對傳統(tǒng)三相橋式不可控整流電路各橋臂添加可控開關，以及對開關管功率損耗和交流側諧波電流的分析，得到了一種最小功率損耗的調制方式，并通過對系統(tǒng)以及仿真結果的分析，驗證了本文方案的可行性，得出結論：三相三開關整流器比電流型整流器具有結構簡單、控制方便、易于實現(xiàn)的優(yōu)點，可以達到交流側電流正弦化、高功率因數(shù)和快速響應的目的。因此，該整流器在大功率降壓型應用場合具有很強的競爭優(yōu)勢和很好的應用前景。

[1]馮垛生.電力電子技術[M].北京：機械工業(yè)出版社,2008.

[2]張崇巍,張興.PWM整流器及其控制[M].北京：機械工業(yè)出版社,2003.

[3]責洪奇,張繼紅,劉桂花,等.開關電源中的有源功率因數(shù)校正技術[M].北京：機械工業(yè)出版社,2010.

[4]J W Kolar HE,Zach FC.A comprehensive design approach for a three-phase high-frequency singleswitch discontinuous- mode boost power factor corrector based on analytically derived normalized converter component ratings[J].May/Jun,1995,31(3)：569-582.

[5]Kolar J W,Zach F C.A novel three-phase three switch three level unity power factor rectifier[C]//in Proc.28th Int.Power Conv.Conf.,Nuremberg,Germany,1994(6)：125-138.

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[7]34th IEEE Power Election.Spec.Conf.,Acapulco,Mexico,2003,6(3)：1086-1091.

[8]汪萬偉,尹華杰,管霖.雙閉環(huán)矢量控制的電壓型PWM 整流器參數(shù)整定[J].電工技術學報,2010,25(2)：67-72,79.

Research of a Three-phase Three-Switch Buck-Type PWM Rectifier

Duan Lianhong Zhang Dairun Huang Yu
(School of Electrical Engineering and Information,Sichuan University,Chengdu 610065)

A novel three-phase three-switch buck-type rectifier based on pulse width modulation technology.The rectifier has realized the active control of each bridge arm by adding controllable switch in each bridge arm of the traditional three-phase bridge uncontrolled rectifier circuit,according to the switch tube power loss and the analysis of the ac side’s harmonic current,a modulation method based on minimum power loss is presented.The circuit topology has the advantages of simple structure,less number of controllable switch tube,and easy control,which can realize the function from ac to dc buck rectification,the circuit topology also has a lot of satisfactory characteristics such as small aberration rate of ac side’s current and stable dc output voltage etc.Finally,the correctness of the theoretical analysis is verified by simulation,and it is obvious that the circuit topology with satisfactory characteristics will be wide use in the foreseeable future.

power electronics；rectifier；pulse width modulation(PWM)；three-switch；buck- type

段戀鴻（1988-），男，碩士研究生，主要研究方向為電能質量控制技術。