提高同步整流Buck變換器輕載效率的數字化控制方案分析

徐 楊

（同濟大學電氣工程系，上海 201804）

提高同步整流Buck變換器輕載效率的數字化控制方案分析

徐 楊

（同濟大學電氣工程系，上海 201804）

本文提出一種數字化混合控制方案，用于提高同步整流型Buck變換器的輕載效率。該方法重載時工作頻率固定，輕載時能平緩地切換為恒定導通時間控制模式，以降低變換器的開關損耗。此外，不同于傳統控制方法，所提方法根據驅動信號的導通時間和電感伏秒平衡關系精確預估電感電流過零點，使變換器工作于斷續模式從而有效地降低輕載時的導通損耗。這確保同步整流Buck變換器在寬負載變化范圍內有較高的轉換效率。本文通過理論量化分析和實驗對比驗證了所提方法的可行性。

數字控制；Buck變換器；同步整流；輕載效率；恒定導通時間控制

隨著信息化技術和半導體工藝的迅速發展，電子設備的CPU性能和集成度顯著提高，相應地對電壓調節模塊（voltage regulator modular，VRM）的輸出精度、響應速度和轉換效率等方面提出了更高的要求，為滿足上述需求，同步整流型Buck變換器在低壓大電流的場合得到廣泛的運用[1-13]。與傳統電源相比，處理器通常有待機和高性能運行等模式，使得 VRM需要在更寬的負載變化范圍內保證較高的轉換效率[3-5]。

傳統控制方式的同步整流型 Buck變換器在任意負載條件下均處于連續導通模式（continuous conduction mode，CCM），重載效率高，而輕載時由于輸出電容的儲能會經電感和輔助開關管反向續流，使得電路導通損耗加劇，導致效率明顯下降。有許多方法用于提高同步整流型 Buck變換器的輕載效率[6-11]，下述3種方案最為常見。

1）固定頻率控制方式。當負載電流小于電感臨界電流時，關閉續流開關管以強制電感電流工作于斷續模式（discontinuous conduction mode，DCM），從而降低導通損耗以提高輕載效率。

2）恒定導通控制模式。與上述方案一樣令電路工作于DCM狀態，減少導通損耗。在COT控制方式下，功率變換器的開關頻率會隨負載電流的降低而相應地減小，因而也降低了開關損耗。文獻[7]指出，相對于PWM控制而言，COT控制模式在整個負載范圍內效率基本保持一致，其輕載與重載效率差異較小，但重載時損耗較大。

3）混合控制模式。重載時采用效率更高的PWM控制，輕載時切換為COT控制方式，該方法結合了兩種控制模式的優點[8-11]，代價則是加大了電源系統的硬件復雜程度，并使在兩種模式互相切換時擾動加劇而出現控制不穩定等問題。

上述的3種控制方案，關鍵在于如何檢測電感電流到零時刻，關閉續流開關管從而令功率變換器的工作在斷續模式。較為常用的瞬時電流檢測方式有外部電阻采樣、MOS管導通電阻采樣、電感直流電阻（direct current resistance，DCR）檢測和霍爾傳感器檢測等[12]。然而在輕載條件下，采樣電阻的損耗占總功率的比例較大；DCR阻值很小，測量誤差大；MOS管的導通電阻溫漂較為嚴重；霍爾傳感器價格昂貴并在集成電路中易受噪聲干擾。

針對上述問題，本文提出一種數字化混合控制方案，用于提高同步整流Buck變換器的輕載效率。該方案利用電流互感器來檢測電感平均電流的近似值（互感器副邊電流經精密電阻轉化為對應的電壓量并由電容濾波，如圖1所示）來平滑地切換兩種控制模式，輕載條件下根據驅動信號的恒定導通時間和電感的伏秒平衡關系較為精確地推算出電流過零點，實現CCM到DCM的轉變，從而有效地提高輕載效率。與現有的控制方案相比[8-12]，本文所提方式通過數字化實現控制模式的平緩切換，提高可靠性并極大程度地降低了系統的硬件復雜度。具體而言，本文主要完成了以下工作：

1）提出一種數字化控制方案，介紹兩種模式如何平緩地互相切換以及電流過零點的預測方法。

2）理論分析輕載時兩種控制模式下功率變換器開關管的工作損耗。

3）實驗對比4種控制方案隨負載電流變化時的工作效率，進一步驗證所提方法的可行性。

圖1 本文所提數字化控制方法的系統簡化框圖

1 數字控制方案的工作原理

本文所提及的數字化混合控制方式，是根據負載電流大小平緩地切換控制模式，重載時采用固定頻率控制，輕載時（電感平均電流小于臨界電流）切換為恒定導通時間控制，以提高效率。為防止COT控制模式發生次諧波振蕩[13]，常用的方法是增加功率變換器輸出電容值與串聯等效電阻（equivalent series resistance，ESR）的乘積ESR·Co，或加入斜率補償（該補償方式通常運用于電流峰值模式控制）。由于提高ESR·Co會加大系統的輸出紋波，因而本文在輕載模式時提供數字斜率補償，以避免次諧波振蕩。

圖 1描述了數字化混合控制方式下同步整流Buck變換器的系統簡圖，圖2為混合控制模式重載和輕載時的電感電流和驅動波形，圖3為固定頻率控制模式輕載時電感電流和驅動波形。本方案利用數字化控制的優點，將實現下述功能。

圖2 混合控制方式的電感電流和驅動波形

圖3 PWM控制模式輕載時的電感電流和驅動波形

1）優化PWM和COT控制模式并保證兩者穩定平緩地互相切換，簡化功率變換器反饋環路的設計，降低系統硬件復雜度。

2）預估電感電流的過零點，選擇在合適時刻關閉輔助管，從而使功率變換器從 CCM 工作模式轉變為DCM工作模式。

1.1 系統設計細節

圖1中同步整流Buck變換器部分，Vin和Vo分別為輸入電壓和輸出電壓，Vref為參考電壓，利用運放將Vref與Vo的差值放大K倍，得到輸出紋波的放大信號K(Vref?Vo)；Cin和Co分別為輸入和輸出電容，ESR為輸出電容的串聯等效電阻；QH和QL分別為同步整流的主、輔開關管；L為電感，iL為電感電流，is為電流互感器副邊電流，Uav為副邊平均電流所對應的電壓量。在數字化混合控制模式部分（虛線框）內，Ton為恒定導通時間長度；?Sc為數字斜率補償信號的下降斜率。

圖2為混合控制模式重載（PWM控制）和輕載（COT控制）的電感電流和驅動波形，主開關管導通輔助管關斷時，輸入端能量傳遞到輸出端，電感電流iL上升斜率為(Vin?Vo)/L；輔助管導通續流時，iL下降斜率為Vo/L。Io1和Io2分別為重載和輕載時的負載電流， ΔI1和ΔI2分別為對應的電流紋波峰峰值，對于Buck變換器而言，電感平均電流與負載電流相等；Ts1和Ts2分別為重載和輕載時驅動信號的開關周期。

1.2 兩種控制模式平緩切換

當負載電流大于式（1）[14]所示的電感臨界電流時，本文所提控制系統選用固定頻率的 PWM控制模式，此時Buck變換器工作于CCM模式，由電感伏秒平衡關系可推得驅動信號的占空比滿足式（2）[14]：

由式（2）可知，為保證輸出電壓跟隨參考值，在不同負載條件下，數字PI能實時調節驅動信號的導通時間（設為Ton1），從而使占空比滿足上式要求。

當負載擾動或突變使得負載電流小于臨界電流時，系統切換為 COT控制模式，導通時間恒定為Ton。在兩種模式互相切換的過程時，勢必存在時間偏差。

為了防止在模式切換過程中導通時間的差異影響控制環路的穩定性，本文設計在控制模式切換的瞬間令ΔT=0。從PWM控制切換為COT控制模式時，令此刻的導通時間，在之后的若干周期內，導通時間To′n逐漸增加或減小至設定值Ton，這個變化的過程，系統實際處于導通時間變化的變頻控制模式；同理，從COT控制切換為PWM控制時，鑒于數字PI的自適應調節作用，導通時間也會從Ton平緩地恢復到合適值。

上述控制方法能保證兩種控制模式平緩地相互切換。需要指出的是，在切換為COT控制模式時，DSP內部提供數字斜率補償以避免模式切換的擾動造成次諧波振蕩，在文獻[13]中已分析推導出補償信號所需的最小斜率，在本文中不再討論。

1.3 電流過零點預測

如圖3（a）所示，當傳統控制方式的同步整流Buck變換器處于輕載時，電容上的儲能使得電感電流過零后繼續反向續流，加劇導通損耗。為了進一步提高輕載效率，控制系統選擇在電感電流過零時刻，強制變換器工作在斷續狀態，切斷反向續流路徑。

DCM工作狀態如圖 2（b）所示，此時電感電流的峰值為

由式（4）可知，處理器僅需在恒定導通時間結束時開啟定時器，直至計時時間達到 Toff1為止，此刻關閉輔助MOS管的驅動信號，便實現電感電流從CCM到DCM狀態的切換。并且由于處于輕載模式，開關管的導通壓降等參數可以忽略不計，因此上述方法能精確地預測電感電流的過零點。

2 輕載時兩種控制方式的損耗對比

在輕載條件下，同步整流的Buck變換器的損耗主要由 MOS管的開關損耗和導通損耗組成[15-16]，為了對比兩種控制模式以及電感電流的工作狀態對損耗的影響，以下分析中假設電路的工作溫度、驅動芯片、MOSFET型號、輸入輸出電壓、工作電流等參數一致。

1）固定頻率的PWM控制模式

在 CCM 狀態下，主、輔開關管的導通損耗可分別近似為式（5）和式（6）[15-16]：

輕載條件下忽略開關管導通電阻對占空比的影響，可將式（1）簡化為

在 DCM狀態下，主、輔開關管的導通損耗分別近似為式（7）和式（8）[15-16]：

如圖3所示，不同于CCM狀態，可推得DCM狀態Buck變換器的占空比為

式（9）[14]表示，當電感電流斷續模式時，控制信號的占空比隨電感電流IL的下降而減小。并且當電感電流等于臨界電流Ic時，此時可將上式簡化為，即 DCM狀態驅動信號的最大占空比與CCM狀態相同。

結合式（5）至式（9）可知，在輕載條件下，強制功率變換器工作于斷續模式，能降低主、輔開關管的導通損耗。

2）恒定導通時間控制模式

當COT控制模式的同步整流Buck變換器處于DCM狀態時，上下管的導通損耗也分別滿足式（7）和式（8）。由電感伏秒平衡和電容安秒平衡關系可以推算出COT控制模式的工作頻率與負載電流、導通時間等參數的關系，即

當驅動芯片和MOS管型號不變時，功率變換器的開關損耗與開關頻率近似成正比[6-10]。因而由式（10）[14]可知，相較于PWM控制，COT控制模式能有效減小同步整流電路的開關損耗，負載電流越低優勢越明顯。

3 實驗結果

為驗證所提數字化混合控制模式能有效提高同步整流Buck變換器的輕載效率，本文設計出相應的實驗系統，并與幾種現有控制方案進行對比。其中，同步整流的Buck變換器工作參數如下：

輸入電壓：12V。

輸出電壓：1.5V。

負載電流：0.2～5A。

COT模式恒定導通時間：500ns。

PWM模式固定工作頻率：275kHz。

變換器由分立元件搭建，紋波放大系數K=6；電感量為 1.75μH；輸出電容值為 88μF；輸出電容選用低 ESR的貼片陶瓷電容，并串聯一個阻值為2mΩ的精密電阻；驅動芯片為 IR2110；主、輔MOSFET型號均為IRF7832，常溫時導通電阻約為4m?。數字控制器選用TI公司C2000系列微處理器，型號為 TMS320F28069，其內部集成的模擬比較器從響應到控制器產生恒定導通信號的延遲時間[17-18]約為60ns，恒定導通時間控制模式提供的數字補償信號斜率為10mV/μs。

所設計的實驗系統在固定頻率工作時電感臨界電流約為1.45A，并且為了防止輕載時COT控制模式工作頻率過低而產生噪聲影響，用控制算法設定工作頻率的下限為30kHz。

實驗設計對比4種控制方案在負載電流為0.2～5A范圍內的效率變化情況，表1給出了控制方案具體細節，包括重載和輕載的控制模式以及電感電流的工作狀態。其中，方案1為傳統同步整流Buck變換器的控制方案，方案4為本文所提出的控制方案。

表1 4種方案控制模式和電感電流的工作狀態

圖4繪制出4種方案對應的效率隨負載電流變化的曲線。與傳統控制方式相比，所提混合控制方案有效地提高同步整流Buck變換器的輕載效率，當負載電流為0.2A時，兩者的效率差異達到了40%。與方案2相比，所提方案的效率也提高了近15%。

圖4 四種控制方案的效率與負載電流的關系

3.1 重載實驗

負載電流為1.45～5A變化范圍內，4種控制方案的差異主要體現于PWM控制模式和COT控制模式的區別上。由圖5可見，PWM控制方式的導通時間和開關周期均稍大于COT控制模式，而兩者的占空比近似相同。

由于開關管的導通壓降會隨負載電流的上升而提高，為了抵消其對輸出電壓的影響，PWM控制模式通過增加導通時間來提高占空比，而COT控制模式則需提高開關頻率，因此圖4中COT控制模式重載效率不及PWM控制[7]。

圖5 負載電流為5A時，兩種控制模式的工作波形

3.2 輕載實驗

當負載電流在0.2～1.45A區間變化時，如圖6（b）和圖6（c）所示，按照本文1.3節分析的電感電流過零點的預測方法，處理器能準確實現電感電流從CCM到DCM的切換。

圖6 負載電流為200mA時，兩種控制模式的工作波形

結合圖4，通過對比圖6（a）和圖6（b）可知，電感電流斷續模式能避免電感反向續流，降低導通損耗從而提高輕載效率，并且降低了電流紋波和輸出電壓的紋波；對比圖6（b）和圖6（c）可知，COT控制模式在輕載時能降低系統的開關頻率而進一步提高輕載效率，但加大了輸出電壓的紋波幅值。

4 結論

本文分析了提高同步整流 Buck變換器輕載效率的幾種方案，并提出一種改進的數字化的控制方案。該方法重載時工作頻率固定，輕載時能平緩地切換為恒定導通時間控制模式，以降低變換器的開關損耗。此外，所提方法根據驅動信號的導通時間和電感的伏秒平衡關系精確預測電感電流過零點，使變換器工作于斷續模式，從而有效地降低輕載時的導通損耗。

與現有的控制方案相比，本文所提方式通過數字化實現控制模式的平緩切換，提高控制穩定性并極大程度地減小了系統的硬件復雜度。

在理論分析的基礎上，本文通過實驗對比驗證了所提方法的可行性。

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The Analysis of Digital Control Approach to Improve Light-Load Efficiency for Buck Converters with Synchronous Rectification

Xu Yang
(Department of Electrical Engineering,Tongji University,Shanghai 201804)

A digital control scheme is proposed to improve the light-load efficiency for Buck converters with synchronous rectification.The method adopts a fixed switching frequency at heavy load,and smoothly switches to constant on-time control mode at light load for the purpose of reducing the switching losses.In addition,different from traditional control methods,the proposed approach dynamically estimates the inductor current zero crossing point accurately based on on-time of the drive signal and inductor volt-second balance to force converters work in discontinuous conduction mode,which significantly reduces conduction losses at light loads.These features ensure the converters own higher efficiency over a wide load range.Theoretical analysis and experimental results are provided to verify the proposed scheme.

digital control;buck converters;synchronous rectification;light-load efficiency;constant on-time (COT) control

徐 楊（1992-），男，上海人，碩士研究生，研究方向為高密度功率變換器的拓撲和控制策略、電力電子數字化控制技術等。