一種BDS衛星導航數字中頻信號源的設計

刁彥華，姜 雪，王曉君

(河北科技大學 信息科學與工程學院，河北 石家莊 050018)

一種BDS衛星導航數字中頻信號源的設計

刁彥華，姜 雪，王曉君

(河北科技大學 信息科學與工程學院，河北 石家莊 050018)

針對BDS接收機研制初期，調試基帶信號處理模塊難度大效率低的問題，提出一種將數字信號源集成在基帶信號處理系統中的BDS衛星導航數字中頻信號源的實現方法，其中：載波生成器主要采用DDS中的ROM查表法來實現；偽碼生成器主要通過可變初相的反饋移位寄存器組來實現；噪聲生成器主要運用均勻分布序列轉化為高斯分布序列的方法來實現。通過控制信號與噪聲的疊加比例，實現不同信噪比的信號生成；中頻頻率、多普勒頻率、衛星編號以及比例系數可由接口來配置。最后通過從FPGA采集的實驗數據驗證中頻信號源的可用性，結果表明該方法能夠減小系統的調試難度，提高調試效率。

信號源；中頻；BDS；噪聲

0 引言

在北斗衛星導航系統(BeiDou navigation satellite system，BDS)接收機的研制過程中，尤其是在基帶信號處理部分的調試過程中，由于多通道信號的疊加以及信號受到大氣層折射的影響，在基帶信號處理模塊還不完善時，通道信號往往不易捕獲，并且射頻前端的器件性能如果存在不穩定性，對于基帶部分的調試也增加了難度。相比真實的衛星信號，信號源能夠提供精確可控、可復現的仿真環境，使接收機的研發效率得以保證；但目前使用的衛星信號源多為國外產品，且價格昂貴，所提供的模擬信號也需要射頻前端的處理，不能提供真正用于基帶信號調試的中頻信號源，具有一定局限性：所以在接收機研制初期，針對基帶信號處理部分提供中頻信號源，能夠減少射頻模塊不穩定性帶來的干擾，從而節省大量調試時間，并降低調試難度，有效縮短接收機的研制周期。

1 BDS衛星信號基本特性

BDS的衛星信號從結構上分為3個層次：載波、偽碼和數據碼[1]。從衛星j發送的標準信號格式可以表示為

(1)

式中：上標j表示衛星號；下標I、Q分別表示同相支路、正交支路；A表示載波振幅；C表示偽碼；D表示數據碼；φ表示載波初相；f表示載波頻率；t表示衛星發射時間。

載波保障了有用信息遠距離的傳播；偽碼可以實現碼分多址以及測距；數據碼可編譯成導航電文，承載著接收機實現導航定位功能的原始數據。在信號源中通常需要加入高斯白噪聲來考察接收機的抗干擾性能以及靈敏度。

本研究針對BDS B1頻點設計中頻信號源，其信號的基本特性如表1所示。

表1 BDS B1頻點信號的基本特性

2 BDS中頻信號源生成

BDS數字中頻信號源主要由載波生成器、偽碼生成器、電文生成器和高斯白噪聲生成器組成，其結構如圖1所示。碼鐘下偽碼生成、載波生成和高斯白噪聲的生成均在現場可編程門陣列(field programmable gate array，FPGA)主鐘CLK_62的驅動下完成，偽碼生成器可通過配置衛星號生成相應的偽碼序列，載波生成器可通過配置多普勒頻率生成任意頻率的載波，通過配置信號幅值系數實現預設信噪比下的信號與噪聲的合成，最終生成數字中頻信號源。

2.1 主體信號生成2.1.1 載波生成原理

載波生成器由時鐘fc、相位累加器、相位寄存器、相位/幅值查找表(ROM)組成。工作過程是預先在ROM中存入幅值為12位的正弦或余弦波形的幅度編碼，每來一個時鐘信號，32位的相位累加器將頻率控制字M與相位寄存器的輸出累加，同時，相位寄存器輸出序列的高12位去尋址ROM表，得到一系列離散的幅度編碼。載波輸出頻率[2]

(2)

對于B1頻點來說，載波中頻信號的頻率為46.098 MHz，根據式(2)得其初始頻率控制字

(3)

在設置生成載波的頻率控制字時，只需將載波多普勒的頻率控制字Md通過數字信號處理器(digitalsignalprocessor，DSP)寫入FPGA寄存器中，FPGA將其再疊加到初始頻率控制字上即可產生帶有一定多普勒頻率的載波。

2.1.2 偽碼生成原理

偽碼的生成原理如圖2所示[4]，B1頻點的偽碼是由2個11級m序列G1和G2模二和產生平衡GOLD碼，截短1 bit后周期為2 046個碼片。在直接數字頻率合成器(direct digital synthesizer，DDS)[5]生成的碼鐘驅動下，2個線性移位寄存器所選用的優選對生成多項式為

(4)

其中G1、G2的初相均為01010101010。對于B1頻點I支路，碼速率為2.046 MHz，碼周期為1 ms，因此圖中置初相的時鐘為1 ms (1 kHz)周期的時鐘。通過對G2碼的不同抽頭模二和可以實現G2的相位不同偏移得到G2_data，與G1_data模二和后實現不同衛星的不同編碼[6]。

在中頻數字信號源的設計中，通常需要考慮多顆衛星的捕獲和跟蹤。由偽碼的生成原理可知，衛星的不同在于配置G2寄存器中初相的不同。在工程實現中，將衛星初相與衛星號進行匹配：通過配置DSP程序中的衛星號，向FPGA的寄存器中寫入對應衛星號的初相值，繼而產生不同衛星的偽碼，實現多衛星多通道的捕獲和跟蹤。

2.2.3 電文生成

中頻數字信號源的導航電文主要用于測試接收機解調解擴后的位同步、幀同步等功能；所以寫入該信號源內FPGA中的導航電文就為已調試通過的接收機所接收、記錄的導航電文。考慮到FPGA的資源以及整套星歷參數的比特數，導航電文的寫入幀數為25幀。

2.2 高斯白噪聲生成

高斯白噪聲通常是在一定帶寬內，均值為零、功率譜密度為常數的平穩隨機過程，其噪聲電壓幅值總體上符合高斯概率分布[7]。生成高斯白噪聲的方法是：首先利用移位反饋寄存器產生符合均勻的隨機序列；然后根據同概率原則，利用查表法將均勻分布的隨機序列映射為高斯分布的隨機序列。

2.2.1 均勻分布隨機數的生成

通過一個40級的移位反饋寄存器可以生成周期為549 755 813 888的偽隨機m序列[8]，而寄存器的狀態值可看成是無符號的整數，并且在m序列的1個周期內，移位寄存器的每種狀態都會出現且只出現1次。寄存器的狀態初始值不能全為零值，現將初始狀態全設置為1，工程上取m序列的高12位生成滿足(0，4 095)上均勻分布的序列。

2.2.2 均勻分布向高斯分布映射

對于標準正態分布，取值在[-4，4]內的概率為99.994 %，可以把區間在[-4，4]內的概率分布等效看作是整體的標準正態分布。選取對應的均勻分布區間[-4，4]，均勻分布的累積概率在區間[-4，4]內成線性，標準正態分布也是遞增的。利用這一特性可以取Y為服從均值為0、方差為1的標準正態分布的概率函數，然后選取X為服從均勻分布的概率函數，這樣就可以利用生成的隨機數去映射對應同等概率的高斯分布。在工程上為方便處理，又將均勻分布的[-4，4]區間映射到[0，4 095]上。映射于高斯分布的曲線如圖3所示。

均勻分布向高斯分布的映射是一對多的映射，尤其在均勻分布的兩端。處理的方法為：以2 048為中心，當隨機數小于2 048的時候，如果查得僅對應于高斯分布表中的一個概率，則輸出相應的高斯分布表的序號；如果對應于高斯分布表中的多個概率，則取最靠近2 048的高斯分布表的序號；如果沒有對應于高斯分布表中的某個概率，即隨機數概率落在高斯分布表中2個概率中間的區間，同樣輸出靠近2 048的序號。

工程中，均勻-高斯映射查找表由MATLAB生成，映射表生成后，存儲于FPGA的ROM當中。為了驗證信號源輸出的高斯白噪聲隨機數的分布特性，低信噪比條件下從FPGA中采1 024個點，畫出其直方圖，如圖4所示，信噪比較低時信號相對較弱，噪聲相對較強。

分析直方圖可得：高斯白噪聲的概率密度函數是高斯型的，與理論一致。

2.3 信號調制及信號與噪聲合成2.3.1 信號的調制

在62 MHz時鐘的驅動下，數據碼首先與偽碼異或相加而實現擴頻[8]。對于B1頻點中有二次編碼的D1碼來說，數據碼的速率為每秒1 000個碼元，碼寬為1 ms，與周期為1 ms的偽碼正好契合，即在每一個數據比特期間偽碼重復1個周期，數據碼的頻寬被擴大[9]；然后將數據碼與偽碼的組合碼通過二進制相移位鍵控(BPSK)對載波進行調制[10]，得到中頻數字信號源。

2.3.2 信號與噪聲的合成

在工程實現中，信噪比的配置是通過DSP寫入相應的信號比例系數到FPGA 寄存器中實現的；噪聲功率一定，可以根據信噪比的定義反推出所需的信號功率。信噪比S/N的定義為

S/N=10log(Ps/Pn)。

(5)

式中：Pn為FPGA的高斯白噪聲生成器統計出的噪聲功率；Ps為該信噪比下的信號功率。根據信噪比定義可得

(6)

原始信號功率Ps0可由其幅值得出，只需將原始信號與幅值比例系數A相乘再與噪聲進行疊加，即可完成信號與噪聲的合成，則原始信號所要乘的幅值比例系數

(7)

通過配置信號的幅值比例系數A可生成任意信噪比下的信號源，配置相對靈活。在信噪比分別為-25、0和10 dB時，配比系數分別為4.942 9、87.899 3和277.962 1。圖5為不同信噪比波形，可以看出：信噪比越高，信號的輪廓越明顯，這與真實BDS衛星信號的特性相同。

2.4 數字中頻信號源的實現

BDS數字中頻信號源的產生由FPGA和DSP共同完成，采用FPGA硬件編程與DSP軟件編程相結合的模式實現。FPGA采用Xilinx公司Virtex-5系列XC5VLX155，DSP采用TI公司TMS320C6747，通過ISE軟件自帶的內嵌chipscope在線調試軟件采集數據。

從FPGA中分別采集數據碼經偽碼擴頻后(圖1中a點)、其組合碼通過BPSK對載波調制后(圖1中b點)以及再疊加噪聲后(圖1中c點)的1 024個采樣點數據并分析，如圖6所示，分別為信噪比為-28、-23和0 dB的信號波形與加噪波形。偽碼與數據碼的組合碼對載波進行BPSK調制，BPSK屬于調相調制，它通過改變載波相位來傳遞數據信息。由圖6可以看出，當數據碼有從0到1或從1到0的跳變時，調制后的載波相位相應地有180°跳變[2]。通過靈活配置信號幅值比例系數得到不同信噪比下的數字中頻信號源，調制后的信號疊加噪聲后增加了隨機性。

3 結束語

本文在分析BDS數字中頻信號層次結構的基礎上實現了信號源數字中頻信號的生成。通過DSP配置衛星號、多普勒頻偏以及信號幅值比例系數實現不同衛星、不同多普勒頻偏和信噪比可調的BDS數字中頻信號源的生成；并基于FPGA平臺，通過FPGA內嵌的ROM核實現載波數字控制振蕩器(numerically controlled oscillator，NCO)的設計，通過改變移位寄存器初始相位的方式實現偽碼生成器的設計；在FPGA時鐘驅動下，通過擴頻調制最終實現了BDS數字中頻信號源的設計。在BDS接收機的研制初期，該信號源可供BDS接收機驗證基帶信號處理性能，減小了調試難度，提高了調試效率，對BDS接收機的研制周期的縮短起到了積極的作用。

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Design of digital intermediate frequency signal source for BDS

DIAOYanhua，JIANGXue，WANGXiaojun

(Hebei University of Science & Technology，Shijiazhuang，Hebei 050018，China)

According to the problem that it is difficult and inefficient for debugging the baseband signal processing module in the early development of BD receiver，the paper proposed an implementation method of the BD intermediate frequency digital signal source which could be integrated in baseband signal processing system：the carrier generator was implemented mainly by using ROM look-up table in the DDS，the PN code generator mainly through the feedback shift register set which can change initial phase，and the noise generator mainly by converting uniform distribution into Gaussian distribution.By controlling the superposition ratio of signal to noise，the signal generation of different SNR could be realized；IF frequency，Doppler frequency，satellite identification and ratio coefficients could be configured by the interface.Finally，it was verified of the availability of medium-frequency signal source with experimental data collected from FPGA.Result showed that the method would greatly reduce the difficulty and improve the efficiency for the debugging.

signal source；intermediate frequency；BDS；noise

2016-06-01

刁彥華(1966—)，女，黑龍江哈爾濱人，副教授，碩士生導師，研究方向為衛星通信和衛星導航。

刁彥華，姜雪，王曉君.一種BDS衛星導航數字中頻信號源的設計[J].導航定位學報，2017，5(1)：46-50.(DIAO Yanhua，JIANG Xue，WANG Xiaojun.Design of digital intermediate frequency signal source for BDS[J].Journal of Navigation and Positioning，2017，5(1)：45-50.)

10.16547/j.cnki.10-1096.20170110.

P228；TN967.1

A

2095-4999(2017)01-0046-05