真空斷路器直流操作電源電池充電單元設計

姜志海

(山東理工大學 電氣與電子工程學院，山東 淄博 255049)

真空斷路器直流操作電源電池充電單元設計

姜志海

(山東理工大學 電氣與電子工程學院，山東 淄博 255049)

電池充電單元是真空斷路器操作電源中的核心部件，事關整個電源系統的性能優劣.該設計提出了一種新型的電池充電單元，其功率轉換環節采用反激式變換電路，可有效提高功率密度、減少系統體積和成本；控制環節基于UC3844型專用芯片，實現峰值電流控制模式，可有效提高系統運行性能.設計了專門功能電路，可實現電池充電三段模式轉換功能和電池保護報警功能.實驗室測試結果表明，所設計的電池充電單元輸出電壓精度較高，具有良好的靜態和動態特性.

直流操作電源；充電；反激式變換；峰值電流控制

電力真空斷路器直流操作電源在35kV及以下小型開關站、開閉所、柱上開關、環網柜、箱式變電站和用戶終端等配電自動化終端設備中應用廣泛.新型的電力直流操作電源除要求具有穩定的直流電壓輸出、完備的通訊及報警等功能外， 還要求裝置具有較高的功率密度，以減少裝置體積與重量，使其可嵌入安裝在開關設備柜體面板上或者柜體內部，實現分布式供電；同時盡可能減少電容、電感等儲能元件參數，以降低裝置制作成本.

完整的直流操作電源系統包括蓄電池組、充電單元、輸出調節單元以及監控管理單元等幾部分組成[1-2].如圖1所示.蓄電池充電單元需要根據蓄電池組的荷電狀態，把220V交流市電轉換成三種不同的電流或電壓，給電池提供電量，其輸出特性將直接影響蓄電池組的工作性能和循環壽命，并且在很大程度上決定了系統的體積、重量和成本，因此成為真空斷路器直流操作電源設計的關鍵.為保證充電單元有良好的輸出特性、較高的功率密度和較低的制作成本，設計基于反激式變換電路和峰值電流控制策略，并輔以三段充電模式轉換電路和保護報警電路.

圖 1 系統總體結構框圖

1 反激式變換電路工作原理和控制策略

基本的反激式變換電路如圖2所示.

圖2 基本的反激式變換電路

基本的反激式變換電路組成較為簡單，分別由一可控半導體開關S、不可控開關管D、濾波電容C以及反激式變壓器構成.開關S一般由功率MOSFET實現；開關D一般為快恢復或超快恢復二極管；最為重要的元件是反激式變壓器，其具有變壓、隔離和儲能三重功能，本質上把變壓器與電感合為一體，是功率變換環節設計的關鍵部件[2].

1.1 反激式變換電路的基本電壓關系

在可控開關關斷期間，如果變壓器副邊電流一直大于零，變換電路工作于電流連續模式(CCM)；如果變壓器副邊電流持續一段時間為零，變換電路工作于電流斷續模式(DCM).

根據變壓器安匝值不能突變的原則，在CCM下，經推導可得輸出與輸入電壓關系為

(1)

其中U0和U1分別為輸出與輸入電壓，N1和N2分別為變壓器副邊和原邊匝數，D為可控開關管占空比.

在DCM下，經推導可得輸出與輸入電壓關系為

(2)

其中，TS為可控開關管的開關周期，I0為等效負載電流.由此可以看出，在DCM下，輸出電壓除與占空比有關外，還與負載電流直接相關.

由式(1)和式(2)可以看出，無論是哪種工作模式，通過調節占空比D都可以控制輸出電壓.

1.2 反激式變換電路的控制策略

為滿足電池組的充電需要，首先保證變換電路在不同充電模式下均可以準確的動態調節輸出電壓，故需要一電壓閉環.其次為提高系統控制的動態特性且能自動限流，設置一峰值電流比較環節.控制策略總體為電壓電流雙層控制，外層為輸出電壓閉環，內層為峰值電流比較部分，即峰值電流控制模式，上述控制結構如圖3所示.

圖3 控制結構框圖

峰值電流控制模式有模擬和數字兩種實現方式，對于反激式變換電路的控制，市場有價格低廉但性能優良的電源專用控制芯片，可實現峰值電流控制模式.本文選擇UC3844型專用集成芯片來實現上述控制策略.

2 基于反激式變換電路的直流操作電源電池充電單元設計

2.1 充電單元設計要求

電池充電單元的輸入電源為220V交流市電，交流電整流后得到直流電壓，經反激式變換電路調節，作為電池組的充電電源.根據真空斷路器直流操作電源的工作需要，擬設計的電池充電單元主要技術要求或參數為：

1)三段式充電模式.充電過程第一階段為恒流充電(設為8A)，當充電電壓達到平均充電壓后自動轉到充電過程第二階段，恒壓充電(設為28V)，當充電電流小于浮充設定值后自動轉為第三階段的浮充模式充電(設為27V)[3].

2)電池保護及報警功能：(1)低壓報警功能：當交流失電，電池電壓低于23V時，“電池低壓”指示燈亮，蜂鳴器響聲報警.(2)電池欠壓保護：當電池電壓低于21V時，應能自動斷開電池與主電路的連接，使電池處于斷開狀態，避免電池小電流深度放電損壞.(3)電池過壓保護：當電池充電電壓高于29V時，需要自動斷開電池與主電路的連接，使電池處于斷開狀態，避免電池過度充電損壞.

2.2 反激式變換電路的計算

反激式變換電路是整個電池充電單元的核心部分，其中反激式變壓器又是功率電路中的設計關鍵[4-5].

按照充電單元設計的技術要求，反激式變換電路運行過程中最大電流為8A，最大電壓為28V，因此最大充電功率為PL=28×8=224W，考慮到自饋繞組需輸出一定功率，反激式變壓器功率設定為Po=230W.

2.2.1 變壓器原邊與輸出邊匝比確定

直流操作電源充電單元的輸入為220V單相交流市電，經整流后得到直流電壓供給反激式變換電路.考慮到市電電壓波動，設交流輸入最大至250V，則整流后得到反激式電路的最高直流輸入電壓為

考慮功率管的電壓裕量，MOSFET額定電壓一般選600V.為保證MOSFET的安全性，在其關斷期間，可通過阻容電路或齊納二極管吸收尖峰電壓，使其漏極電壓不超過額定值.在本設計中留有50V裕量，設定漏極電壓不超過550V.如果把MOSFET關斷時變壓器的原邊電壓記作Vo1，則有ViMAX+Vo1=350+Vo1≤550V，由此得Vo1=200V.

由變壓器電壓變比與匝比關系可得變壓器匝比

2.2.2 占空比確定

反激式電路平均直流輸入電壓取

Vi=(1.3～1.4)×220≈300V.

易得平均輸入電流

MOSFET關斷器件副邊電流折算到原邊值為

2.2.3 峰值開關電流計算

為確定功率MOSFET，需計算峰值開關電流.

副邊電流斜波中心值

原邊電流斜波中心值

根據原邊電流斜坡中心值和峰值開關電流的關系，可得峰值開關電流為

根據此值，考慮2～3倍電流裕量，取額定電流為10A的MOSFET，本設計中選用了IR公司IRFPC60型MOSFET，其額定電壓/電流為600V/10A.

2.2.4 反激式變壓器一次電感值確定

根據反激式變換電路功率，開關頻率fs確定為64kHZ，則在一個MOSFET導通期間，變壓器的伏秒增量數為

根據電感的伏安關系，可求得變壓器一次電感應為

2.2.5 反激式變壓器磁芯選擇

設計中擬選用鐵氧體磁芯，首先根據經驗公式大致確定磁芯體積：

帶入相應參數值，可得Ve≈54cm3.經查鐵氧體磁芯參數表，選取EE80型鐵氧體磁芯，其實際體積Ve=Ae×le=3.81×18.3≈70cm3，略大于計算值，可滿足要求.

2.2.6 反激式變壓器匝數計算

原邊匝數可據公式(3)計算.

(3)

其中ΔB為鐵氧體磁密變化值，一般取0.3T，代入其他各參數值后，可得反激式變壓器原邊匝數N1≈49，變壓器輸出邊匝數可根據變壓器變比計算.

另外，變壓器原邊的電感值可通過調整磁芯氣隙設定.

2.3 基于UC3844的PWM控制電路的設計

采用新型脈寬調制集成電路UC3844作為PWM控制芯片，它具有功能全，工作頻率高，引腳少外圍元件簡單等特點，電壓調整率可達0.01%V，非常接近線性穩壓電源的調整率.工作頻率最高可達500kHz，啟動電流低至1mA，啟動電路十分簡單.配合芯片外圍電路，可以實現前文所述的峰值電流控制策略[4-6].

根據UC3844應用的典型電路及反激式變壓器的計算參數，可設計出基于UC3844的PWM控制電路.圖4為由UC3844 構成的單端反激開關電源電路.

在圖4中，JP6是220V交流市電輸入接口，市電經安規電容C31、共模電感L1濾除電磁干擾，再經整流橋整流、濾波電容C32 濾波后，一路接變壓器原邊繞組，一路接電阻R7，R8 ，降壓后加到UC3844 的供電端，為UC3844 提供啟動電壓.⑥腳輸出的方波驅動信號經限流電阻R5驅動MOSFEF功率管，變壓器原邊繞組的能量傳遞到副邊繞組，經整流濾波后輸出直流電壓供負載使用.R1為開關管開關過程中積累的電荷提供釋放回路，保護開關管.開關管旁邊的RCD緩沖電路是為了防止MOSFET功率管在關斷過程中承受大反壓.

圖4 單端反激開關電源電路

過載和短路保護：電阻RS1用于電流檢測，經R3、C3 濾濾后送入UC3844形成電流反饋環.當流過開關管的電流過大，UC3844采樣電壓高于1V時振蕩器停振，保護功率管不至于過流而損壞.

2.4 電池三段式充電轉換電路

系統所用蓄電池為24Ah鉛酸蓄電池，額定電壓24V.電池的充電采用恒流，恒壓和浮充的三段式充電模式，三個充電階段的切換通過硬件電路配合單片機來實現，圖5為電池充電模式轉換電路.恒流充電階段的電流設定為8A即C/3，電流經阻值為0.06歐姆電阻采樣由U3B構成的電流采樣電路，U3B輸出與電壓UC3844的電壓反饋電路共同決定了降壓電路輸出電壓的大小.當電流超過8A時，Q3的電壓大于Q4，降壓電路輸出電壓受Q4的輸出決定，輸出電壓小于Q3決定的27V，電流被限制在8A.當充電電流小于8A時，Q4不起作用，輸出輸出電壓由Q3決定.單片機檢測充電電流，當充電電流大于1A時，將JP5.3置為高電平，Q7導通，充電電壓限制在28V，進入恒壓充電模式，當充電電流小于1A時，將JP5.3置為低電平，Q7關斷，充電電壓限制在27V，進入浮充模式.

圖5 電池充電模式轉換電路圖6 PW脈沖波形圖7 反激式變壓器副邊電壓波形

3 實驗結果

根據上述設計過程，制作了真空斷路器直流操作電源電池充電單元的實驗樣機.其中圖6為用于驅動MOSFET的PWM脈沖波形，圖7為反激式變壓器副邊電壓波形，圖8為MOSFET工作電流波形，圖9為反激式電路(充電單元)輸出電壓波形.

圖8 峰值電流(開并管電流)波形

圖9 反激式電路輸出電壓波形

實驗結果表明，基于反激式變換電路的電池充電單元輸出電壓精度較高，紋波率低，且有良好的動態特性，能滿足直流操作電源的運行需要.

4 結束語

為滿足新型真空斷路器直流操作電源對蓄電池充電單元的要求，設計了基于峰值電流模式控制的反激式變流電路用于蓄電池組的三段模式充電.實驗室測試結果表明，設計的蓄電池充電單元有較好的靜、動態特性，能滿足真空斷路器直流操作電源運行需求，具有較好的實用價值.

[1]王錫凡,邵成成,王秀麗,等.電動汽車充電負荷與調度控制策略綜述[J].中國電機工程學報,2013,33(1):1-10.

[2]陳賢明,呂宏水,劉國華.單相整流/逆變H橋剖析及仿真研究[J].電氣傳動自動化,2012,34(5):1-7.

[3] 孫向東,楊惠,李佳,等.用于電動汽車充電的單相PWM整流器調制方式研究[J].電氣傳動,2016,46(3):34-38.

[4]張興,章崇巍.PWM整流及其控制[M].北京:機械工業出版社,2012.

[5]熊文,楊川,王正旭.新能源汽車快速充電系統的設計[J].重慶理工大學學報(自然科學版),2014，28(2):97-101.

[6]WANGR,WANGF,BOROYEVICHD,etal.HighPowerDensitySingle-phasePWMRectifierwithActiveRippleEnergyStorage[J].IEEETransElectron.2011,26(5):1430-1433.

(編輯：劉寶江)

Design on battery charger in vacuum circuit breaker DC operating power supply

JIANG Zhi-hai

(School of Electrical and Electronic Engineering，Shandong University of Technology,Zibo 255049, China)

Battery charging unit is the core component in the operational power supply of vacuum circuit breaker, which is related to the total performance of power supply system. This design presens a new model of battery charing unit. Power conversion of the battery charging unit uses flyback converter circuit that can effectively increase power density and reduce volume of the system as well as cost; unit controlling is based on UC3844 dedicated chip to implement control mode of peakcurrent that can effectively increase system operating performance. Special function circuit is designed to implement three-stage mode shift in battery charging process and battery protection warning. Experiments in lab show that designed battery charging unit can produce high-accuracy output voltage and provide with great static/dynamic characteristics.

DC operation power supply; charging unit; flyback converter circuit; implement control mode of peak current

2016-06-19

姜志海,男,615793218@qq.com

1672-6197(2017)03-0055-05

TM

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