一種新型的高頻聲吶發射機的研制

王雪平　鄧鍇　吳健波

摘 要： 針對發射機的工作頻率和發射功率的要求，設計并實現了一種高頻聲吶發射機。從基礎理論出發，結合功率電路的理論、經驗和設計方法，提出一種全新的高頻聲吶發射機的設計方案。對該聲吶發射機進行了水池試驗，在工作頻率為5 MHz時匹配特定換能器可以滿足發射功率要求。

關鍵詞： 高頻聲吶發射機； 匹配網絡； 換能器； 變壓器

中圖分類號： TN02?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）05?0089?04

Abstract： A high?frequency sonar transmitter was designed and implemented according to the transmitter requirement for the operating frequency and transmitting power. Proceeding from the foundation theory， a new design scheme of the high?frequency sonar transmitter is proposed in combination with the theory， experience and design method of the power circuit. The sonar transmitter was performed with the pool experiment. The sonar transmitter can meet the requirement of the transmitting power， when it is matched with a specific transducer， and its working frequency is 5 MHz.

Keywords： high?frequency sonar transmitter； matching network； transducer； transformer

0 引 言

近年來，隨著人類開發和利用海洋的步伐加快，水聲技術作為開發海洋最有效的手段之一，對水聲設備也提出了更高的要求。現代電子技術的飛速發展，使得設計一種高頻、大功率、小體積的高頻聲吶發射機成為可能。本文介紹的高頻聲吶發射機其主電路采用全橋逆變結構，開關器件選用開通電荷極小的N溝道MOSFET，配合電流驅動能力足夠大的驅動電路，驅動高頻變壓器工作，變壓器輸出的電壓信號經匹配濾波回路還原為正弦波激勵換能器。與換能器匹配聯調實驗結果證明，該發射機可滿足工作頻率為5 MHz換能器的功率要求。

1 高頻聲吶發射機的系統組成

發射機的主要技術指標為：工作頻率[f0=5 MHz]，輸出功率[PMAX≥70 W]。發射機電路主要由信號發生電路、信號隔離電路、濾波整流電源、信號隔離驅動與功率放大電路、匹配濾波電路等部分組成，電路框圖見圖1。

圖1 發射機的組成框圖

其主要特點是：

（1） 功率放大電路中的功率放大器件采用高頻NMOS，主電路采用全橋逆變結構，電路的工作效率高。

（2） 功率放大電路將FPGA主板輸出的地信號進行功率放大，驅動后級的換能器工作，占空比可調；

（3） 匹配濾波電路可以改善后級負載的阻抗特性，濾除信號的高頻雜波，使得換能器獲得最佳的輸出功率，提高了電能的利用率。

高頻聲吶發射機的設計與實現有兩個關鍵點：一是功率MOSFET的驅動電路；二是阻抗匹配，能否設計好這兩部分電路，成了高頻聲吶發射機實現的關鍵問題。本文設計的高頻發射機實現的難點是發射頻率高，同時水下機載應用要求發射機的體積小、效率高。

1.1 信號隔離電路設計

信號隔離電路主要起信號的隔離作用，避免信號之間的干擾，提高信號的抗干擾能力，在后級電路出現問題時，也能起到保護前級FPGA的作用。

信號隔離電路采用的隔離器件是ADUM1400，ADUM1400采用的是ADI公司的4通道數字隔離器，該隔離器件將高速CMOS與單芯片空芯變壓器技術融為一體，具有優于光耦合器等替代器件的出色性能特征。該器件不用LED和光電二極管，因而不存在一般與光耦合器相關的設計困難。簡單的iCoupler數字接口和穩定的性能特征可消除光耦合器通常具有的電流傳輸比不確定、非線性傳遞函數以及溫度和使用壽命影響等問題。ADUM1400不需要外部驅動器和其他分立器件。此外，在信號數據速率相當的情況下，ADUM1400的功耗只有光耦合器的[110～16。]

信號隔離電路如圖2所示，ADUM1400隔離器采用5 V電源供電，僅需要在輸入信號端連接一個下拉電阻，不需額外的分立器件，即可實現信號的隔離。

1.2 高頻驅動電路設計

由于設計的發射機是工作頻率為5 MHz的單頻發射機，所以必須保證驅動電路有足夠的驅動能力可在較短時間將功率MOSFET可靠開通或關閉。傳統的功率MOSFET的驅動電路多采用三級管或小功率的NMOS搭建推挽驅動電路，推挽驅動電路能夠提供足夠的驅動電流，但是其上升時間和下降時間較長，且電路結構復雜，不易實現[1]。

本設計選用的驅動芯片是UCC27211驅動器，該驅動器基于常見UCC27200驅動器，對性能進行改進。其主要的工作指標[2]為：

（1） 可輸出高邊和低邊兩路驅動信號；

（2） 4 A吸收電流，4 A源輸出電流；

（3） 7.2 ns上升時間，5.5 ns下降時間；

（4） 上拉和下拉電阻為0.9 Ω。

采用UCC27211驅動器設計的驅動電路非常簡單，由于在芯片上集成了一個額定電壓為120 V的自舉二極管，因此無需采用外部分立式二極管，僅僅需要提供去耦電容和儲能電容。驅動電路的電路圖如圖3所示，與柵極電阻并聯的二極管為功率MOSFET的電容放電提供一個低阻抗泄放通路[3]。

本設計采用功率MOSFET，其柵極電荷[Qg-typ=][3.3 nC，]為了控制功率MOSFET在高頻開關過程中產生的開關損耗，應滿足 [ton≤10 ]ns，估計所需的平均開關電流，[Iav=Qgton=3.3 nC10 ns>0.33 A。]考慮到功率MOSFET的柵射極是容性結構，需要柵極電阻抑制回路中的寄生電感在驅動脈沖作用下產生的振蕩，柵極電阻的阻值過大將使開關電流減小，開關時間和開關損耗增加，其阻值過小則難抑制振蕩，本設計結合實驗方式確定柵極電阻的阻值，以保證在平均開關電流大于0.33 A的同時驅動回路的振蕩盡可能的小[3]。

發射機工作時，驅動回路存在的寄生電感在高速開關過程中產生的電壓瞬變、柵極電阻不能完全抑制，仍會耦合到其他電路產生噪聲干擾，當開關頻率為5 MHz時，噪聲干擾更為嚴重。為減小寄生電感產生的噪聲，必須減小驅動回路寄生電感，一個布局良好的電路可有效地減小驅動回路的面積，從而減小回路的寄生電感[4]。本設計選用的驅動片和功率MOSFET封裝和引腳順序有利于減小驅動回路的面積，布局圖見圖4，驅動電路和功率MOSFET緊密連接，幾乎所有的走線都可直接相連，其中陰影部分A1和A2 分別是同一橋臂的上管和下管的驅動回路所包圍的面積。

1.3 功率放大電路設計

由于該發射機系統應用于水下，所以必須保證系統的高效性。傳統的水聲發射機功率放大器主要有AB類放大器和D類放大器，本設計采用的功率放大電路為全橋逆變結構D類放大器，由于電路開關頻率很高，所以必須選擇開關速度很高的功率放大器件[5]，Vishay公司產品雙N溝道的MOSFET SIS990DN[6]就是一種開關時間可達10 ns以下的高速功率器件，而且器件里封裝了兩個N溝道的MOSFET，漏源極之間可承受高達100 V的電壓，所以工作電源可有多種選擇，建議最大的工作電源為48 V。SIS990DN的總門極電荷[Qg]僅有3.3 nC，且導通電阻僅[85 mΩ，]不僅易于驅動，也易于降低開關損耗和導通損耗，提高電源的轉換效率。

變壓器都有一定的工作效率，功率放大電路所需的輸出功率直接利用換能器的功率除以變壓器效率[η變]得到[7]，計算公式如下：

[P功放=P換η變]

假設發射機系統變壓器的工作效率為50%，變壓器輸出的有效功率為70 W，可算得功率放大電路的最小輸出功率為140 W。根據最壞情況估算，當環境溫度[TC=70]℃，SIS990DN的最大電流[ID=9.7]A，那么[P功放=ID×UDS=140 ]W，可算得功率放大電路的工作電壓[UDS≥14.4 ]V，即可滿足功率要求。

2 匹配網絡設計

為了保證高效地將發射電功率傳輸到換能器上，需要進行負載匹配，由于發射機采用的是D類開關功放，換能器匹配除了起調諧匹配、阻抗匹配作用外，還起濾波作用[8]。發射機中的匹配有調諧匹配和阻抗匹配，調諧匹配是指采用外加的阻抗元件與負載的電抗成分相互抵稍，使等效負載整體趨于純阻態，以減少功傳輸過程中的無功成分。阻抗匹配主要利用變壓器完成，變壓器具有阻抗變換的作用，能夠變換換能器的有功電阻，使系統滿足最大功率傳輸。

本設計中聲吶發射機系統的負載是單頻工作的壓電式水聲換能器，阻抗分析儀測試換能器在頻率為5 MHz時換能器的等效電路如圖5所示，可以等效為一個電感和一個電阻并聯。

2.1 調諧匹配

調諧匹配有串聯匹配和并聯匹配，其主要的思想是通路增加電容或電感使電路諧振，呈純阻性。串聯匹配和并聯匹配主要應用于發射信號為單頻或信號或帶寬較窄的場合。

本設計中聲吶換能器為感性負載，可以通過并聯或串聯電容來調節換能器的阻抗，將等效負載調節至純阻狀態。并聯匹配如圖5（b）所示，當并聯電容滿足[C=1ω2SL1]時，等效電路就可以達到諧振，諧振部分相當于開路，此時，等效電路中僅剩下有功電阻[R1，]無功損耗減少，功率傳輸增大。串聯匹配如圖5（c）所示，進行串聯匹配后，系統的輸入阻抗為：

綜上所述，通過串聯匹配和并聯匹配對比，可以發現：

（1） 串聯匹配比并聯匹配所需電容的容值大；

（2） 雖然串聯匹配比并聯匹配具有更小的等效電阻，在激勵不變的情況下可增大功率傳輸。但是發射機工作在高頻狀態下，并聯匹配可在換能器端更易得到高的等效電壓。

聲吶發射機工作在5 MHz時，等效電阻大更易進行阻抗匹配，輸出更高的等效電壓，所以本設計采用并聯匹配。

2.2 阻抗匹配

阻抗匹配是采用變壓器改變換能器的有功電阻，使其與功放的輸出電阻接近或相等，以達到最佳功率傳輸匹配，使換能器獲得最大輸出功率。

變壓器的參數主要有線圈匝比及初次級的線圈匝數。下面對這兩個參數的計算進行簡要討論，[Un1]為變壓器初級匝數，[Un2]為變壓器次級匝數。[fs]為變壓器的工作頻率，[VDS]為功率MOSFET管壓降，[P]為變壓器輸出功率，[R1]為換能器的等效電阻。

線圈匝比的計算過程如下[8]：

（1） 初級電壓：[Un1；]

（2） 次級電壓：[Un2，]由功率公式[P=U2n2R1，可得][Un2=][R1×P；]

（3） 線圈的匝比[n=Un1Un2。]

考慮到變壓器的損耗及功放管的效率，實際的匝比為理論的[11.5，]所以確定線圈的最終匝比為[ns=n×11.5]。

已知匝數比，只要計算出初級線圈的匝數，次級線圈的匝數也就確定了。[N1]為初級線圈匝數，[N2]為次級線圈匝數，把負載[R1]等效到變壓器的初級，等效阻抗為[n2sRL]。[L]為變壓器初級的電感，在變壓器的初級電路中，理論上變壓器初級的感抗應遠遠大于等效阻抗，即[ωsL?n2sRL，]一般取[ωsL≥10n2sRL。]因此，可以計算出初級線圈的電感量：

[L≥10n2sRLωs] （4）

計算得知變壓器的最小初級電感量，可通過繞線后測量初級電感的方式最終確定初級和次級的匝數。

3 水池實驗結果分析

為了檢驗發射機在實際工作環境中的運行效果，測試發射機系統的工作性能及各種工作參數，進行了水池試驗。在頻率為5 MHz時，阻抗分析儀測得換能器的阻抗為8 Ω。

隔離電路輸出的兩個驅動波形如圖6所示，從圖6可以清晰地看出驅動波形仍然為狀態良好的方波，表明驅動信號實現隔離的同時沒有失真，實現了抗干擾的功能，而且兩個驅動信號之間保留一定的死區時間。驅動電路輸出的高端和低端驅動信號如圖7所示，盡管驅動信號的波形有毛刺分布，但仍是狀態良好的方波，電路設計采取的抑制振蕩措施效果顯著。

變壓器輸出的電壓和電流波形（電壓波形為單邊波形，圖中幅值幅度小的為電壓波形）如圖8所示，從圖8中可以看出電壓信號和電流的相位基本一致，采用并聯電容進行的諧振匹配將換能器調節至近似純阻狀態，提高了電能的利用率。采用示波器的數學功能計算變壓器的輸出功率（有效功率），輸出的功率[PMAX≥70] W，滿足該發射機的最大發射功率要求。

4 結 語

水池實驗證明，這種新型的高頻發射機系統具有體積小、抗干擾性強的特點，適合在水下測流測速系統中使用，制作并成功調試了硬件電路，最后進行了水池測試實驗，對發射機的可靠性及工作性能都進行了測試。給出了發射機關鍵參數的測量結果，實驗結果表明，這種新型的高頻發射機系統設計正確，工作可靠，可應用于水下測流測速系統中。

參考文獻

[1] 綦慧，郝亞川.電動汽車功率驅動單元設計[J].計算機測量與控制，2008，16（11）：1594?1595.

[2] Texas Instruments. UCC27200 datasheet [EB/OL]. [2011?10?13]. http：//www.ic37.com/TI/UCC27200_datasheet_5907084/.

[3] 車平，覃桂科，葉健.高頻大功率脈寬調制聲吶發射機的研制[J].聲學與電子工程，2006（2）：36?38.

[4] 崔景霖，劉曉科，耿志祥，等.一體化脈沖式半導體激光器驅動電路及其布局[J].探測與控制學報，2012，34（5）：5?10.

[5] 嚴孝海.高頻聲吶發射機的研究與設計[D].哈爾濱：哈爾濱工程大學，2008.

[6] VISHAY. SIS900DN datasheet [EB/OL]. [2013?06?21]. http：//www.vishay.com/product？docid=62903.

[7] 黃熠，黃建國，景連友.一種小型高效水聲發射機的設計與實現[J].計算機測量與控制，2011，19（6）：1438?1441.

[8] 俞宏沛，袁崇堯.換能器與發射機的阻抗匹配[J].聲學技術，1991（1）：22?29.