基于柵極電感反饋的CMOS差分Vacker VCO設計*

羅永剛

(山東理工大學電氣與電子工程學院,山東 淄博 255049)

基于柵極電感反饋的CMOS差分Vacker VCO設計*

羅永剛*

(山東理工大學電氣與電子工程學院,山東 淄博 255049)

提出了一種基于柵極電感反饋的Vacker壓控振蕩器(VCO),該結構能夠改善電路的負阻抗,進而使得電路易于起振。對晶體管的負載效應和振幅穩定性的分析表明,該Vacker VCO相比較于Colpitts VCO,具有更好的振幅穩定性,進而改善了VCO的相位噪聲。基于0.13 μm RF CMOS工藝,對該Vacker VCO進行了設計與芯片實現,測試結果表明:在消耗4.2 mW功耗的前提下,該VCO振蕩頻率為11 GHz～12.6 GHz,在11.8 GHz振蕩頻率處,相位噪聲為-115.1 dBc/Hz@1 MHz,品質因數FOM指標達到-190.3 dBc/Hz。

Vackar壓控振蕩器;電感反饋;低相位噪聲;品質因數

由于簡單的結構以及良好的性能,交叉耦合式LC壓控振蕩器(VCO)得到了廣泛的應用,但是由于此結構受到閃爍噪聲上轉換以及高頻噪聲下轉換的影響,其相位噪聲性能較差[1]。文獻[2]指出該結構中的非線性幅度調制(AM)以及非線性相位調制(PM)是其相位噪聲退化的主要原因,并且文獻[3]指出開關晶體管的器件尺寸對AM/PM的轉換量影響較大,而且,頻率調諧變容二極管的非線性CV特性也會引起AM/PM,進而惡化電路的相位噪聲。這些都限制了交叉耦合式VCO性能的改善。

為了使得LC諧振回路的負載效應可被忽略,應該保證VCO中的頻率調諧部分與諧振回路相耦合,此時,振幅才不會對有源頻率調諧電路造成影響。雖然Vacker VCO在頻率調諧過程中解決了負載效應問題,并且實現了優良的頻率穩定性,但是由于該結構的振蕩狀態較難開啟,限制了它的廣泛應用。例如文獻[4]報道了一款工作于4.8 GHz的Vacker VCO,取得了-124.9 dBc/Hz@1 MHz的優良相位噪聲特性,然而,為了維持電路的振蕩狀態,需要消耗較高的功耗。

本文針對Vacker VCO的特點,提出了一種柵極電感反饋技術,用于克服Vacker VCO振蕩開啟困難的問題,該技術在沒有外加額外開啟電路的前提下,提供了一種確保電路振蕩的簡單方法。最終采用SMIC 0.13 μm RF CMOS工藝對本文所提出的VCO進行設計并流片實現,芯片測試結果表明,電路在較低的功耗消耗下,實現了優良的相位噪聲。

1 振幅和頻率穩定性分析

Vacker VCO是為了改善VCO的頻率穩定性,在Colpitts VCO基礎上發展起來的。圖1(a)所示即為單端Vacker VCO結構的電路圖,其中當CV=0,CX=∞時,即轉換成Colpitts VCO[5]。

圖1 Vackar VCO電路圖和用于輸出振幅計算的Vackar VCO的函數模型

為了研究Vacker VCO在頻率調諧過程中的振幅穩定性,圖1(b)給出了Vackar VCO的函數模型,其中Gm為大信號跨導。為了便于分析,我們只考慮信號的基波分量。

nCOLP=C1/(C1+C2)

(1)

在Vacker VCO電路中,CV隔離晶體管對LC回路的影響,CX用于頻率調諧[4]。由圖1(a)可得Vacker VCO的反饋系數nVACK為:

(2)

由式(1)和式(2)可見nVACK

VO,VACK≈2IBIAS·RP(1-nVACK)

(3)

上式表明晶體管的負載效應使振蕩振幅退化到了(1-nVACK)倍,比較式(1)和式(2)可見,對于給定的偏置電流IBIAS和等效并聯回路電阻RP,Vacker VCO的輸出振幅大于Colpitts VCO的輸出振幅。

為了分析Colpitts VCO在頻率調諧過程中輸出振幅的變化情況,將C2修改為C2+ΔC2,其中C2遠大于ΔC2,利用式(1)可得Colpitts VCO的歸一化輸出振幅為[4]:

(4)

(5)

式中:ΔCX為CX的變化量。比較式(4)和式(5),結合nVACK

在零調諧電壓下,Colpitts VCO的振蕩頻率ω0,COLP為:

(6)

(7)

利用式(6),可得Colpitts VCO的歸一化頻率變化量為:

(8)

(9)

振幅穩定性的改善降低了AM/PM轉換為相位噪聲的量。本文采用修正的Leeson模型[6]對Vacker VCO的相位噪聲進行分析,在頻偏Δω處,輸出端的相位噪聲為:

(10)

(11)

在頻偏Δω處,Colpitts VCO的相位噪聲為:

(12)

比較式(11)和式(12),結合VO,VACK>VO,COLP的結論,可得在相同的偏置狀態下時,Vacker VCO的相位噪聲要遠優于Colpitts VCO。

2 電路設計

通過計算圖1所示Vacker VCO中電感L的串聯阻抗,可得該VCO的有效串聯輸入電阻為:

(13)

將式(13)轉換成并聯負阻抗RX為:

(14)

由式(14)可見,Vacker VCO的起振條件要比Colpitts VCO苛刻。為了解決這個問題,本文采用由M3和M4交叉耦合開關晶體管對組成的負跨導,如圖6所示的本文提出的差分Vackar VCO電路中,并且在晶體管M1和M2的柵極插入電感Lg,將開關電流源操作于晶體管歐姆區和截止區之間。從晶體管M1和M2的漏極看進去的輸入阻抗ZIN的實部為:

(15)

上式包含了晶體管的柵源極間電容CGS。由上式可見,Lg的引入,增加了電路的串聯輸入電阻,改善了起振狀態。

圖2所示即為本文所提出的差分VackarVCO電路圖,其中包含了緩沖電路部分,為了避免信號通過低品質因數變容二極管的損耗,采用高品質因數的變容二極管CX與電感L11相連。CX用于實現VCO的頻率調諧,采用對稱的差分驅動電感L11和L22實現較高的品質因數,鑒于Lg的品質因數足夠高,因此可以忽略它對相位噪聲的影響。

圖2 本文提出的差分Vackar VCO電路圖

圖3 差分Vacker VCO的芯片照片

3 芯片實現與測試

本文基于SMIC0.13μmRFCMOS工藝,對該VackerVCO進行了設計與芯片實現,電路仿真與版圖設計都在Cadence軟件中完成。圖3給出了本文所設計的芯片照片,其中虛線框內為電路的核心部分,芯片總大小為0.7mm×0.5mm。該VCO的工作電壓為1V,消耗的功耗為4.2mW,實現了與ColpittsVCO相比擬的較低功耗。圖4所示給出了VCO輸出振蕩頻率的測試結果,振蕩頻率為11GHz～12.6GHz,調諧范圍為13.6%。該VCO在振蕩頻率11.8GHz處,相位噪聲的測試結果如圖5所示,可見在1MHz頻偏處,相位噪聲低至-115.1dBc/Hz,實現了超低的相位噪聲。

圖4 Vacker VCO振蕩頻率測試結果

圖5 Vacker VCO相位噪聲測試結果

表1給出了射頻VCO的性能比較結果[7-10],其中品質因數FOM定義為:

(16)

式中:PN為相位噪聲,fosc為振蕩頻率,Δf為偏移頻率,PVCO為VCO所消耗的功耗。由表1可見,得益于所提出的優良電路結構,本文所設計的VCO取得了較優的性能。

4 結論

本文成功設計了一款采用源極電感反饋技術的CMOS差分Vacker VCO。Vacker VCO的振幅穩定性優于Colpitts VCO,而源極電感反饋技術簡化了Vacker VCO的起振條件,使其更易于起振。最終基于SMIC 0.13 μm RF CMOS工藝對其進行設計并流片實現,該Vacker VCO振蕩頻率為11 GHz～12.6 GHz,實現了13.6%較寬的調諧范圍,相位噪聲低至-115.1 dBc/Hz@1 MHz,而電路僅消耗了4.2 mW的功耗。

[1] 林之恒,侯政雄,田秋霜,等. 一種LC型CMOS射頻帶通濾波器及其自動調諧[J]. 電子器件,2010,33(6):691-695.

[2] Elabd S,Balasubramanian S,Wu Q,et al. Analytical and Experimental Study of Wide Tuning Range mm-Wave CMOS LC-VCOs[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems—I:Regular papers,2014,61(5):1343-1354.

[3] Jerng A,Sodini C G. The Impact of Device Type and Sizing on Phase Noise Mechanisms[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits,2005,40(2):360-639.

[4] Nguyen T N,Lee J W. Low Phase Noise Differential Vackar VCO in 0.18 μm CMOS Technology[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2010,20(2):88-90.

[5] Zhang J C,Zhang Y M,Lu H L,et al. A Ku-Band Wide-Tuning-Range High-Output-Power VCO in InGaP/GaAs HBT Technology[J]. Journal of Semiconductors,2015,36(6):065010.

[6] Chen Z M,Wang C C,Yao H C,et al,A BiCMOS W-Band 2×2 Focal-Plane Array with on-Chip Antenna[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits,2012,47(10):2355-2371.

[7] Wang T P,Yan Y M. A Low-Voltage Low-Power Wide-Tuning-Range Hybrid Class-AB/Class-B VCO with Robust Start-up and High-Performance FOMT[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2014,62(3):521-531.

[8] Zou Q,Ma K,Yeo K S,et al. Design of a Ku-Band Low-Phase-Noise VCO Using the Dual LC Tanks[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems—Ⅱ:Express Briefs,2012,59(5):262-266.

[9] Ha K W,Ryu H,Park J,et al. Transformer-Based Current-Reuse Armstrong and Armstrong-Colpitts VCOs[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems—Ⅱ:Express Briefs,2014,61(9):676-680.

[10] Ha K W,Ryu H,Lee J H,et al. Gm-Boosted Complementary Current-Reuse Colpitts VCO with Low Power and Low Phase Noise[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2014,24(6):418-420.

Design of a CMOS Differential Vackar VCO with the Gate Inductive Feedback*

LUOYonggang*

(College of Electrical and Electronics Engineering,Shandong University of Technology,Zibo Shandong 255049,China)

This brief presents a CMOS differential Vackar voltage-controlled oscillator(VCO)with gate inductive feedback which enhances negative impedance and thus simplifies the startup condition. Simple analysis examines the transistor loading effect and amplitude stability. Results indicate that the Vackar VCO has improved amplitude stability compared to the Colpitts VCO. The improved amplitude stability is favorable for reducing phase noise. The Vackar VCO was implemented in a 0.13 μm RF CMOS process. Measured results shows that the proposed VCO exhibits a operation frequency range from 11 to 12.6 GHz,a phase noise of -115.1 dBc/Hz at an offset of 1 MHz from an oscillation frequency of 11.8 GHz and a figure of merit of -190.3 dBc/Hz while dissipating 4.2 mW.

Vackar voltage-controlled oscillator;Inductive feedback;low phase noise;figure of merit

項目來源:2013年山東省淄博市科學技術發展計劃項目(2013GG02104)

2016-03-21 修改日期:2016-06-15

C:2570D

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.02.010

TN432

A

1005-9490(2017)02-0312-05