聲表面波器件輸入及輸出負載阻抗匹配研究*

文常保,姜燕妮,馬 瓊,馬 躍,靳雪瑩,李演明,巨永鋒

(長安大學電子與控制工程學院 微納電子研究所,西安 710064)

聲表面波器件輸入及輸出負載阻抗匹配研究*

文常保*,姜燕妮,馬 瓊,馬 躍,靳雪瑩,李演明,巨永鋒

(長安大學電子與控制工程學院 微納電子研究所,西安 710064)

針對聲表面波器件測量中網絡分析儀的負載阻抗與射頻傳輸線特性阻抗不匹配,導致傳輸線上反射波幅值較大的問題,提出一種減少傳輸線上反射波的負載阻抗匹配系統與方案。負載阻抗匹配方案針對聲表面波器件測量中輸入與輸出端分別設計不同的無源負載阻抗匹配網絡,使輸入輸出端都處于匹配狀態。負載阻抗匹配系統集成了未匹配通道與匹配通道,根據負載阻抗不同調整匹配參數。對一個中心頻率為101.764 MHz,帶寬為30 MHz的聲表面波器件使用該匹配方案前后中心頻率處的衰減進行測量對比,實驗結果表明采用該匹配方案后在中心頻率點處輸入及輸出反射損耗分別為-49.36 dB和-38.13 dB,比未采用匹配方案時分別減少了44.99 dB和29.44 dB。

聲表面波器件;反射損耗;負載阻抗匹配;史密斯阻抗圓圖

聲表面波器件具有體積小、頻率選擇性好、結構簡單和性能可靠等優點,因此在雷達、通信及電子對抗等領域得到了廣泛的應用[1]。

目前,對于聲表面波器件的測試主要使用網絡分析儀配合射頻傳輸線及相應的適配器來完成。然而,這些連接組件很容易導致網絡分析儀負載與傳輸線之間的阻抗不匹配,進而使射頻傳輸線上存在對入射波的較大反射[2-3]。這種反射會使傳輸線上產生駐波,導致功率傳輸效率的降低,從而使得負載吸收的入射功率大大減小[4]。因此,如何有效減少聲表面波器件測量中傳輸線上反射波成為一個提高聲表面波器件參數測量準確度、精度的一個關鍵技術問題。

目前,減少傳輸線反射波主要有3種技術途徑。一種是通過選擇損耗少、功率容量適宜的均勻橫電磁波傳輸線和連接性能良好的聲表面波器件適配器,減少由測量組件的連接而造成的反射[5];第2種是采用光波隔離技術降低反射波對入射波的影響,提高入射波的長期穩定性和抑制反射的能力[6];第3種是通過設計外部負載阻抗匹配網絡,補償阻抗失配引起的傳輸效率的降低[7-8]。其中,采用外部匹配網絡的方法能夠根據負載阻抗不同從而做出相應的參數調整,使射頻傳輸線特性阻抗與負載阻抗之間始終達到匹配狀態。然而,目前對聲表面波器件的外部負載阻抗匹配網絡研究方法主要有:對射頻傳輸線并聯短截線、雙短截線匹配網絡或單節λ/4變換器,或者在傳輸線與負載間設計采用單一集總參數元件匹配網絡。這幾種負載阻抗匹配方案,只匹配輸入或者輸出單個端口,或者是輸入輸出采用相同匹配方案,而且大多處于理論和實驗研究階段,沒有實際應用。

本文針對聲表面波器件輸入及輸出負載阻抗匹配研究的不足,對聲表面波器件輸入及輸出端分別設計不同的外部負載阻抗匹配網絡,提出了一種聲表面波器件輸入及輸出負載阻抗匹配系統及匹配方案。

圖2 負載阻抗匹配系統圖

1 負載阻抗匹配系統的設計

使用射頻傳輸線連接網絡分析儀與聲表面波器件適配器對待測聲表面波器件(SAW)進行參數測量的示意圖如圖1所示。

圖1 聲表面波器件參數測量的示意圖

圖1中,a1、a2分別為網絡分析儀Port 1及Port 2發射的出射波,同時也是傳輸到SAW的入射波;b1、b2分別為a1和a2經傳輸及端口失配而反射至網絡分析儀Port 1及Port 2的入射波。S21為Port 1至Port 2的正向傳輸參數,S12為Port 2至Port 1的反向傳輸參數,S11及S22則為Port 1、Port 2的反射參數[9]。

Port 1的反射參數S11定義為Port 2接匹配負載時,Port 1的電壓反射系數:

(1)

Port 2的反射參數S22定義為Port 1接匹配負載時,Port 2的電壓反射系數:

(2)

式中:聲表面波器件作為負載,具有一定的阻抗Zl=Rl+jXl,為減少輸入端反射,需要對Zl進行負載阻抗匹配,如圖1所示,即搭建輸入端匹配電路使得匹配電路和Zl組成整體負載的阻抗Zin1等于傳輸線的特性阻抗。同理,為減少輸出端反射,需搭建輸出端匹配電路使得匹配電路和Zl組成整體負載的阻抗Zin2等于傳輸線的特性阻抗。此時,傳輸線上只有從信源到負載的入射波,而無反射波,聲表面波器件在中心頻率點處的S11及S22衰減將大大減少。

根據上述思路,設計了一種可以有效減少輸入及輸出端反射的負載阻抗匹配系統,組成結構如圖2所示。系統由90°彎插BNC轉接頭1、端口一匹配電路單元、聲表面波器件適配器、端口二匹配電路單元及90°彎插BNC轉接頭2組成。其中,端口一匹配電路單元是為減少輸入端反射而設計的輸入端匹配電路,端口二匹配電路單元是為減少輸出端反射而設計的輸出端匹配電路。網絡分析儀的兩個端口Port 1與Port 2經過射頻傳輸線連接到負載阻抗匹配系統的轉接頭1與轉接頭2,與負載阻抗匹配系統共同完成對待測聲表面波器件的負載阻抗匹配。

當單刀雙擲開關K1位于K11端、K2位于K21端、K3位于K31端以及K4位于K41端時,待測聲表面波器件連接轉接頭1與轉接頭2接入負載阻抗匹配系統未匹配通道。當單刀雙擲開關K1位于K12端、K2位于K22端、K3位于K32端以及K4位于K42端時,待測聲表面波器件連接轉接頭1、端口一匹配單元、端口二匹配單元與轉接頭2接入負載阻抗匹配系統匹配通道。

經過π型輸入端匹配電路后,為達到負載阻抗匹配,需滿足

Zin1=Z0

(3)

假設Zin1=R1+jX1,由圖2,得

(4)

為滿足式(3)負載阻抗匹配條件,需

(5)

同理,經過T型輸出端匹配電路后,需滿足

Zin2=Z0

(6)

假設Zin2=R2+jX2,由圖2,有

(7)

為滿足式(6)負載阻抗匹配條件,需

(8)

2 阻抗匹配方案研究及設計

負載阻抗匹配方案中,在針對某一待測聲表面波器件進行匹配時,因為不同的聲表面波器件本身具有不同的阻抗,因此首先將它接入未匹配通道,測量其原本輸入及輸出S11、S22中心頻率處的衰減阻抗值。接著進行匹配電路結構的選擇。確定匹配單元中所有無源器件的參數值后,搭建負載阻抗匹配系統。最后通過調節單刀雙擲開關,使聲表面波器件接入匹配通道,以驗證負載阻抗匹配結果,具體的匹配方案流程如圖3所示。

搭建負載阻抗匹配系統。將待測聲表面波器件放入聲表面波器件適配器中,調節單刀雙擲開關K1于K11、K2于K21、K3于K31、K4于K41,將待測聲表面波器件接入未匹配通道。

測量未匹配時S11、S22中心頻率處阻抗值。使用網絡分析儀的史密斯圓圖測量功能測量未匹配時聲表面波器件輸入及輸出S11、S22在中心頻率點處的衰減阻抗值。

圖3 負載阻抗匹配方案流程圖

根據匹配網絡結構圖確定匹配電路結構。根據前一步驟的測量結果,分別觀察S11及S22阻抗值在史密斯圓圖中的位置。為使S11與S22的阻抗值均到達阻抗匹配圓心點,需為輸入端及輸出端搭建不同的負載阻抗匹配電路單元,即構造不同的無源負載阻抗匹配網絡結構。依據圖4的匹配網絡結構圖[10],史密斯圓圖中將阻抗位置分為6個區域,這A至F共6個區域分別對應著不同的電路結構,通過搭建這12種不同的電路結構均可以使對應位置阻抗到達阻抗匹配圓心點。依據待測聲表面波器件未匹配時S11及S22阻抗位置的不同,分別為輸入及輸出端選擇不同的匹配電路結構。

圖4 匹配網絡結構圖

由史密斯匹配軌跡圖確定匹配網絡值。選擇匹配電路結構后,需要分別確定輸入輸出端無源負載阻抗匹配網絡值。如圖5所示,在史密斯匹配軌跡圖中存在的等電阻圓、等電導圓等,均屬于史密斯圓圖,在對待測聲表面波器件以并聯或串聯的方式接入電感、電容等無源器件時,此時史密斯圓圖內中心頻率點處阻抗的位置會發生變化。當給待測聲表面波器件串聯電感時,電感量增加,此時阻抗位置沿等電阻圓順時針移動;并聯電感時電感量減少,阻抗位置沿等電導圓逆時針移動。同理,待測聲表面波器件串聯電容時電容量減少,阻抗位置沿等電阻圓逆時針移動,并聯電容時電容量增加,阻抗位置沿等電導圓順時針移動。根據上述變化規律,不斷的通過調整,使得阻抗位置一步步移動到達阻抗匹配圓心點。

圖5 史密斯匹配軌跡圖

確定所有無源器件的參數值,搭建匹配電路。在史密斯匹配軌跡圖中測量出需要移動的圓弧長度,依據式(9)計算對應弧度的匹配電感值,依據式(10)計算對應弧度的匹配電容值,依次確定出輸入及輸出端無源負載阻抗匹配網絡中所有無源器件的值,搭建端口一匹配電路單元及端口二匹配電路單元。

(9)

(10)式中:h為待匹配軌跡圓弧長度,Z0為高頻傳輸線特性阻抗,Y0為高頻傳輸線導納值,f為聲表面波器件中心頻率,Lmatch為匹配電感值,Cmatch為匹配電容值。

接入匹配通道,驗證匹配結果。最后,調節單刀雙擲開關K1于K12、K2于K22、K3于K32、K4于K42,將待測聲表面波器件接入匹配通道,驗證匹配結果,完成負載阻抗匹配過程。

3 實驗及結果分析

根據負載阻抗匹配方案,對一個中心頻率為101.764MHz,帶寬為30MHz的聲表面波器件進行負載阻抗匹配。

首先,使用網絡分析儀測量出處于未匹配通道時聲表面波器件S11及S22阻抗,分別為S11=(11.41-j10.91)Ω,S22=(54.68+j38.40)Ω。接著,依據匹配網絡結構圖,此時端口一匹配電路單元采用位置C的π型電路,端口二匹配電路單元采用T型電路,經過調整后采用位置E的T型電路。進一步,由史密斯匹配軌跡圖結合計算公式確定無源負載阻抗匹配網絡值,計算得電感L11=270μH,電感L12=50mH,電感L21=40nH,電感L22=270μH,電容C11=22pF,電容C21=47pF,由此搭建端口一及端口二阻抗匹配電路,完成負載阻抗匹配系統設計。圖6為根據所提出的負載阻抗匹配方案所設計的匹配系統。

圖6 負載阻抗匹配系統圖

使用AgilentE5062A網絡分析儀測量匹配后聲表面波器件的反射損耗S11及S22的史密斯阻抗圓圖,結果如圖7所示。

圖7 負載阻抗匹配結果圖

圖7(a)中標記1位置為待測聲表面波器件的中心頻率點處,標記1點處頻率為101.764MHz,阻抗實部為50.763Ω,虛部為-3.412 0Ω,即匹配后中心頻率點處S11阻抗為:S11=(50.763-j3.412 0)Ω,經過端口一匹配電路單元后S11阻抗顯部分容性,大小為458.36pF,圖7(b)中標記1點處頻率為101.764MHz,阻抗實部為49.937Ω,虛部為-2.993 1Ω,即匹配后中心頻率點處S22阻抗為:S22=(49.937 0-j2.993 1)Ω,經過端口二匹配電路單元后S22阻抗顯部分容性,大小為522.51pF。

圖8為匹配前后中心頻率處衰減對比圖,圖8(a)輸入端匹配前后中心頻率處衰減對比中,在中心頻率101.764MHz處,未匹配狀態時反射損耗為-4.37dB,匹配狀態時為-49.36dB,匹配前后輸入端的衰減減少44.99dB;圖8(b)輸出端匹配前后中心頻率處衰減對比中,在中心頻率101.764MHz處,未匹配狀態時反射損耗為-8.69dB,匹配狀態時為-38.13dB,匹配前后輸出端的衰減減少29.44dB。觀察圖7(a)與圖7(b),在其掃描功率范圍內輸入輸出端反射損耗均有一定程度的減少。且經過匹配后S11阻抗匹配位置更靠近阻抗匹配圓心,S11阻抗容性值小于S22阻抗容性值,因此匹配后S11輸入反射損耗減少值大于S22輸出反射損耗減少值,匹配效果更好。

圖8 匹配前后中心頻率處衰減對比圖

4 結論

針對聲表面波器件測量中傳輸線上輸入輸出端反射損耗較大的問題,提出一種負載阻抗匹配系統與方案,系統中為聲表面波器件搭建未匹配通道與匹配通道,改善了傳統匹配方法不斷拆卸硬件及測量對比的缺點,提高了負載阻抗匹配的效率。匹配方案對輸入與輸出分別搭建不同的無源負載阻抗匹配網絡,使聲表面波器件中心頻率點處輸入S11的阻抗及輸出S22的阻抗均位于史密斯阻抗圓圖的阻抗匹配圓心,使傳輸線任意點輸入阻抗都呈純電阻型,大小將不會隨頻率變化,有效減少了傳輸線上的反射波。

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Research on the Input and Output Load Impedance Matching in SAW Device Measurement*

WENChangbao*,JIANGYanni,MAQiong,MAYue,JINXueying,LIYanming,JUYongfeng

(Institute of Micro-nanoelectronics,School of Electronics and Control Engineering,Chang’an University,Xi’an 710064,China)

In order to reduce the reflection loss of input and output in SAW device measurement due to the mismatching problem between network analyzer load impedance and RF transmission line characteristic impedance,a novel load impedance matching system and scheme are proposed. In this impedance matching scheme,two different passive load impedance networks are designed for input and output port,respectively,which can make both ports to be the matched state to reduce the reflection loss. The load impedance matching system consists of the mismatching channel and matching channel to adjust matching parameters according to the different load impedance value. The reflection loss of a SAW device with the center frequency of 101.764 MHz and 30 MHz bandwidth is measured in the mismatching and matching state. The experimental results illustrate that the reflection loss values of input and output are -49.36 dB and -38.13 dB under matching state,which are 44.99 dB and 29.44 dB less than that of the mismatching state.

surface acoustic wave(SAW)device;reflection loss;load impedance matching;smith impedance circle diagram

項目來源:國家自然科學基金項目(60806043);陜西省自然科學基礎研究計劃項目(2015JM6271);中央高校教育教學改革專項經費項目(jgy16017,jgy16096)

2016-03-17 修改日期:2016-04-05

C:7310J;2860C;7820

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.02.028

TN65;TN702;TN98

A

1005-9490(2017)02-0400-05