具有L波段單脈沖跟蹤能力的L/S雙波段共用波紋喇叭天線

鄧智勇 阮云國 李勇

(1. 中華通信系統有限公司河北分公司, 石家莊 050081;2. 中國電子科技集團第54所, 石家莊 050081)

具有L波段單脈沖跟蹤能力的L/S雙波段共用波紋喇叭天線

鄧智勇1,2阮云國2李勇2

(1. 中華通信系統有限公司河北分公司, 石家莊 050081;2. 中國電子科技集團第54所, 石家莊 050081)

單脈沖跟蹤以其精度高、速度快等優點而被廣泛應用于跟蹤中、低軌衛星通信天線中．本文工作研究單槽深波紋喇叭的差模臨界截止點和電壓波腹點,通過提取波紋槽差模信號,設計了具備L頻段單脈沖跟蹤能力的L/S雙頻共用喇叭天線．實際測試結果表明,在L/S頻段該喇叭具有良好阻抗匹配特性和輻射方向圖旋轉對稱特性,且L頻段差模信號實現了單脈沖跟蹤能力,該喇叭天線電氣性能滿足工程應用要求.

波紋喇叭;雙頻段;單槽深;差模耦合;脈沖跟蹤

DOI 10.13443/j.cjors.2016110801

引 言

由于北斗導航的定位精度越來越高,對北斗地面監測接收天線的跟蹤衛星信號的精度也提出更高要求,因此原來天線的步進跟蹤方式已經滿足不了當前跟蹤精度的要求,目前天線跟蹤方式主要采用[1]圓錐掃描跟蹤、步進跟蹤、程序引導跟蹤、單脈沖跟蹤等方式,其中單脈沖跟蹤[2-3]以其精度高、速度快等特點而被廣泛應用于跟蹤中、低軌衛星通信天線中．單脈沖跟蹤方式是目前跟蹤方式里跟蹤精度最高的方式之一,采用單脈沖跟蹤方式能夠滿足此性能要求, 而且跟蹤頻率為L頻段并且工作頻帶窄,根據天線的電氣性能特點,此L頻段單脈沖跟蹤方式應該采用從波紋喇叭內耦合出差模的技術.在美國的加州戈爾德斯頓DSS-25上安裝了一套X/Ka多頻段饋源[4],其X頻段發射與接收信號就是采用波紋槽內耦合技術實現的．在國內對波紋喇叭內耦合出信號的研究主要有李紹友、張成全等,他們主要研究了S/X、X/Ka頻段饋源等工作,并把這種技術應用到遙測天線[2]．波紋喇叭差模耦合單脈沖跟蹤方式具有結構緊湊、加工周期短、制造成本低、定位更精確等優點．

L/S雙頻段波紋喇叭與L頻段單脈沖跟蹤網絡集成為一體,即滿足L/S雙頻段波紋喇叭的電氣性能又實現了L頻段單脈沖跟蹤功能．L/S雙頻段波紋喇叭與L頻段單脈沖跟蹤網絡原理框圖如圖1所示．此項研究技術已經應用到實際工程上,天線的各項電氣性能滿足指標要求并實現L頻段高精度的跟蹤要求．

圖1 L/S雙頻段波紋喇叭與L頻段單脈沖跟蹤原理框圖

波紋喇叭內耦合出差模的技術目前國內外主要研究在高低頻配置上大于3個倍頻程,而對于L/S雙頻段波紋喇叭與L頻段單脈沖跟蹤器其高低頻為2.26倍頻程,解決了對S頻段和模信號的影響,實現了L/S雙頻段波紋喇叭電氣性能良好,L頻段單脈沖跟蹤精度高的特性,此技術已經應用到實際工程上,同時也取得了很好的經濟效益．

1 理論分析與設計

1.1 L/S雙頻段波紋喇叭的設計分析

L/S雙頻段波紋喇叭分為4個部分:光壁過渡段、模變換段、變角段及輻射段．為了更好地設計出L/S雙頻段波紋喇叭,本文首先分析了波紋喇叭的導納和波紋喇叭到天線副反射面邊緣照射的幅度與相位等參數．

L/S雙頻段波紋喇叭的工作帶寬接近2.6個倍頻,所以L/S雙頻段波紋喇叭模變換段部位采用環加載槽結構,其余部分采用直槽深結構[5]如圖2所示,P為單槽深結構的槽周期,a為波紋喇叭內徑,W為槽寬,t為槽齒厚,d為槽深度．

圖2 部分單直槽深結構示圖

在模變換段內的每個周期由環加載槽和槽齒組成,其中環加載槽展寬工作頻帶,在L/S雙頻段波紋喇叭內其他段的每個槽周期是由1個直槽和槽齒組成．L/S雙頻段波紋喇叭采用單槽深結構,其工作頻帶也不是很寬,因此在模轉換段的入口與出口的口徑尺寸選取上主要參照JAMES模型[3]設計,經過綜合考慮選取L/S雙頻段波紋喇叭的槽周期P為25 mm、槽寬W為20 mm、槽齒厚t為5 mm,模變換段入口半徑選為Klia1=2.9,模變換段出口半徑選為Klia2=4.0．為了使整個波紋喇叭的工作頻帶更寬,在模變換段入口槽參數選取的原則是盡量取工作頻帶高頻點的導納接近∞,在模變換段出口槽參數選取的原則是盡量取工作頻帶低頻點的導納接近0．通過選定好的模變換段槽參數,理論計算得出模變換器的入口導納Y如表1所示,從模變換器的入口導納數據可以看出所有頻段內導納絕對值都大于20,從工程經驗上來說導納絕對值大于20,就相當于模變換器的入口趨近于光壁圓波導,波紋槽參數的選取是合適的．波紋喇叭出口的導納如表2所示,從數據中可以看出在波紋喇叭出口L頻段內的導納值都是在負導納區,但是導納絕對值大部分小于1,對于單槽深波紋喇叭來說這個L/S波紋喇叭的工作頻帶要更寬一些,這也就導致S頻段的高頻點的導納要更高,從仿真與實測結果表明導納稍高,對S頻段波紋喇叭內的輻射特性并沒有產生很大的影響．

表1 模變換器的入口導納Y

表2 波紋喇叭的出口導納Y

由于L/S雙頻段波紋喇叭工作頻率比較低,波紋喇叭的口徑比較大,為了使得天線效率和第一旁瓣能夠滿足性能要求,這里需要考慮初級饋源遮擋影響問題,因此波紋喇叭與天線副反射面的距離不能太近．根據設計經驗和天線的電氣性能指標要求,最后選取L/S雙頻段波紋喇叭的最大輻射口面槽參數為:喇叭輻射口徑ah=415.45 mm,喇叭照射角θh=17°,相心距口面650 mm．L/S雙頻段波紋喇叭利用球面波展開法[6]計算,得出喇叭口面到天線副反射面邊緣照射幅度與相位結果如表3所示．

表3 喇叭口面到天線副反射面邊緣照射幅度與相位

從計算出的數據可以看出,L/S雙頻段波紋喇叭槽參數選取是比較合適的,基本滿足天線電氣性能指標要求．

1.2 L頻段單脈沖跟蹤器的分析

L頻段單脈沖跟蹤器主要由L頻段差模信號耦合器、高頻濾波器、差模信號合成饋電網絡組成．

L頻段差模信號耦合器由上述已確定出L/S雙頻段共用單槽深波紋喇叭內的槽參數,從波紋槽內耦合出L頻差模信號．通過L/S雙頻段波紋喇叭槽參數求解L頻段差模信號等效導納Y差．在L/S雙頻段波紋喇叭模變換段內由環加載槽組成的差模信號HE21(m=2、n=1)等效導納Y差計算公式為:

(1)

(2)

(3)

其余波紋喇叭段由直槽構成,差模信號HE21(m=2、n=1)等效導納Y差計算公式為:

(4)

將L頻段差模信號等效導納代入由表面阻抗法導出的波紋波導特征方程,求解出L頻段差模信號HE21(m=2、n=1)特征值[6-7]:

(5)

將求解出的L頻段差模信號特征值k0a代入公式

(6)

可以得出每個槽周期內的L頻段差模信號的傳播常數β差,根據L頻段差模信號的傳播常數β差判斷出L頻段差模信號的臨界截止點的位置[1]判斷方式如下:

當β差為實數時,表示L頻段差模可以在波紋槽內傳播;當β差為虛數時,表示L頻段差模不可以在波紋槽內傳播;當β差=0時,表示L頻段差模在波紋槽內為臨界截止點．

然后由L頻段差模信號的臨界截止點的位置與L頻段差模信號的傳播常數β差，計算出L頻段差模信號的波節點,公式如下:

(7)

式(7)中:S為從臨界截止點開始數的第S槽;n為從臨界截止點開始數的第n個波節點;λ為自由空間波長．

L頻段差模信號耦合器通過理論計算分析得出在變角段從模變換段向輻射段看去的方向第3個槽周期內耦合出L頻段差模信號．根據波紋喇叭內高次模HE21模(即差模信號)的場分布,在波紋喇叭槽底圓周上均勻依次開設有第一至第八耦合口,每個耦合口之間的夾角為45°,在L頻段差模信號耦合器每個耦合口外側連接一個L頻段差模信號帶通濾波器,減少L頻段差模信號耦合器對波紋喇叭內的其他頻率信號的影響,然后八路差模信號進入饋電合成網絡,其合成網絡由功分合路器與3dB電橋組成,經差模信號饋線合成后輸入跟蹤接收機,實現天線的單脈沖跟蹤功能．L頻段差模信號饋電合成網絡原理框圖[1]如圖3所示．

圖3 L頻段差模信號饋電合成網絡原理框圖

2 仿真結果與實驗驗證

(a) L頻段仿真與實測

(b) S頻段仿真與實測圖4 L/S雙頻段波紋喇叭電壓駐波比仿真與實測結果

通過理論計算得出耦合口的位置、差模端口矩形波導尺寸、耦合口、低通塊模濾波器的結構尺寸．使用champ仿真軟件主要仿真計算了L/S兩個工作頻段的主模方向圖和主模電壓駐波比,在HFSS仿真軟件中建立一個擁有L頻段單脈沖跟蹤網絡的L/S雙頻段單槽深波紋喇叭模型,主要仿真計算L跟蹤頻段的差模方向圖、L跟蹤頻段的主模方向圖、差模端口電壓駐波比、差增益、差零深等參數,然后進行實物加工與測試．仿真與實測圖形趨勢也比較吻合,L/S兩頻段和差端口隔離度小于-30 dB．L/S雙頻段波紋喇叭電壓駐波比(Voltage Standing Wave Ratio,VSWR)仿真與實測結果,如圖4所示, L/S雙頻段的和方向圖仿真與實測結果如圖5所示．

(a) L頻段和方向圖

(b) S頻段和方向圖圖5 L/S雙頻段波紋喇叭和方向圖仿真與實測結果

圖5給出了波紋喇叭在L、S兩個工作頻段的高中低三個頻點和方向圖仿真與實測結果．從圖5(a)L頻段和方向圖仿真與實測結果邊緣照射電平還是有點偏差,產生偏差的因素主要有以下幾個方面:第一、使用champ軟件仿真的是理想遠場和方向圖,而實測和方向圖只是在近似遠場的條件下測試,產生的一些測試誤差;第二、由于饋源的重量和體積都比較大,放置的饋源相心位置也會產生一些偏差;第三、由于L/S雙頻段波紋喇叭尺寸比較大,在保證喇叭參數時其加工和裝配工藝的精度會有一定偏差．

(a) 1.19 GHz和差方向圖

(b) 1.2 GHz和差方向圖

(c) 1.21 GHz和差方向圖圖6 跟蹤頻段和差方向圖仿真與實測結果

圖6是跟蹤頻段和差方向圖仿真與實測結果,從圖中可以看出1.19 GHz、1.2 GHz、1.21 GHz的仿真與實測結果基本吻合,其差零深都大于35 dB,差增益仿真結果為6 dB、7 dB、7 dB,差增益實測結果為8 dB、9 dB、10 dB,差增益實測與仿真的結果有3 dB左右的偏差,主要原因在于:仿真模型差信號的結果饋電合成網絡是無損耗的,而實測差信號的結果饋電合成網絡是有損耗的,還有測試方法與測試誤差的影響,導致實測結果與仿真結果的差異．

3 結 論

論文以L/S雙頻波紋喇叭和L頻段單脈沖跟蹤器為研究對象,在單槽深結構形式的槽底開差模耦合口,通過饋電合成網絡形成差模信號,實現了L頻段單脈沖跟蹤器的功能．論文研究從L/S雙頻波紋喇叭的設計、到耦合出L頻段差模信號,通過饋電網絡合成,形成單脈沖跟蹤信號,同時保證L/S雙頻段主模信號的基本無影響,滿足了工程上天線的電氣性能指標要求,實現了天線單脈沖自跟蹤功能和天線跟蹤精度的要求．這項研究技術已經應用到導航接收系統工程中,天線運行良好,進一步驗證了波紋槽內耦合差模信號的可行性,解決了3個倍頻以內的差模信號的耦合技術,還有待于更深入研究的工作是在多頻段波紋喇叭內耦合出多頻段差模信號以及低頻段和模信號．

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鄧智勇 (1979—),男,江西人,高級工程師．主要從事微波技術天線饋源網絡系統研究．

阮云國 (1981—),男,黑龍江人,高級工程師．主要從事微波技術天線饋源網絡系統研究．

李勇 (1978—),男,河北人,高級工程師．主要從事微波技術衛星天線饋源系統研究．

Design of an L/S dual-band corrugated horn with monopulse tracking ability in L-band

DENG Zhiyong1,2RUAN Yunguo2LI Yong2

(1.ChinaCommunicationsSystemCoLtd.HebeiBranch,Shijiazhuang050081,China;2.The54thResearchinstituteofChinaElectronicsTechnologyGroupCorporation,Shijiazhuang050081,China)

Monopulse tracking is widely used in tracking middle or low orbit satellite communication antenna. The cutoff frequency and the voltage maximum position of the differential mode of the single-slot corrugated horn is studied. Based on the differential mode signal, an L/S dual-band corrugated horn with monopulse tracking ability in L-band is designed. The measured results demonstrate that the horn has good matching performance and symmetric radiation pattern in L/S band. Besides, the differential signal coupled from the corrugated horn is able to fulfill the monopulse tracking in L-band. It is indicated that the corrugated horn antenna satisfies the requirements in application.

corrugated horn; dual-band;single-slot; differential mode coupling; monopulse tracking

2016-11-08

10.13443/j.cjors.2016110801

TN 828.5

A

1005-0388(2017)01-0044-06

聯系人： 鄧智勇 E-mail: dengzhiyong_305@163.com

鄧智勇, 阮云國, 李勇. 具有L波段單脈沖跟蹤能力的L/S雙波段共用波紋喇叭天線[J]. 電波科學學報,2017,32(1):44-49.

DENG Z Y, RUAN Y G, LI Y. Design of an L/S dual-band corrugated horn and L-band monopulse tracker[J]. Chinese journal of radio science,2017,32(1):44-49. (in Chinese). DOI: 10.13443/j.cjors.2016110801