PWM開關電源控制電路的抗電磁干擾設計*

徐振邦,居水榮,席筱穎,陳國金

(江蘇信息職業技術學院微電子學院,江蘇 無錫 214153)

PWM開關電源控制電路的抗電磁干擾設計*

徐振邦*,居水榮,席筱穎,陳國金

(江蘇信息職業技術學院微電子學院,江蘇 無錫 214153)

為提高開關電源控制電路的抗干擾性能,提出了3種設計方法。使開關電源控制電路工作在準諧振模式,并且控制與之配套使用的開關管在谷底導通,從而降低導通電流的尖峰值;通過采用“變頻”技術,將開關電源中的電壓和電流各次諧波的頻帶進行展寬,以降低高次諧波的幅度;通過限制開關管的電流,降低電流紋波。采用0.25 μm 5 V/40 V BCD工藝設計了開關電源控制的電路SX1608,進行流片和封裝測試,并將之應用在實際的開關電源中,經測試開關電源的電流紋波較小,抗電磁干擾能力較強。

集成電路設計;開關電源控制電路;抗電磁干擾;準諧振模式;谷底導通;“變頻”技術

集成電路的抗電磁干擾能力EMI(Electro Magnetic Interference)已經成為衡量其性能水平的一個重要標志,集成電路的抗干擾能力大小也決定了該電路的應用范圍,尤其對于應用在能源轉換方面的開關電源電路來說。開關電源的核心是開關電源控制電路。

由于開關電源直接接在市電電網上,電源設備與電網之間存在雙向的電磁干擾;另外開關電源的使用條件通常較差,如汽車裝置等,因此在開關電源的設計中必須考慮抗電磁干擾問題。開關電源中的抗電磁干擾設計通常包括兩部分,其中開關電源控制電路的抗干擾能力設計是重要的一部分;另外如果開關電源控制電路的抗干擾能力較弱,則必須通過復雜的外圍電路設計以提高整個系統的抗干擾能力。

通過外圍電路提升整體開關電源抗干擾能力比較典型的方案是電網電源必須首先經過抗電磁干擾的模塊,然后再進行整流濾波。這些保護措施可以通過外圍電路的設計提升開關電源的抗電磁干擾能力,但這樣做會導致整個開關電源的設計較復雜,需要增加很多外圍器件,從而造成整體開關電源成本的上升。因此為了節省整個開關電源的成本,作為其中核心部件的開關電源電路的抗干擾能力大小就顯得越來越重要。隨著人們對能源效率和環保的日趨關注,提高開關電源電路的抗電磁干擾能力已經成為研究的熱點。

本文所研究的開關電源控制電路SX1608是一種高性能反激式準諧振控制器。在SX1608的設計中,采用了多種降低電磁干擾的方法。經過多重抗電磁干擾設計后的SX1608的抗電磁干擾能力較好,可應用監視器/液晶電視/機頂盒電源,也可以用于各種交流/直流電源適配器和各種充電器等。

本文首先介紹SX1608的整體設計思想;接下去具體介紹提高SX1608抗電磁干擾能力的幾種方法;最后給出設計結論和實際測試結果。

1 SX1608的整體設計

1.1 SX1608整體框圖和管腳

圖1是SX1608的內部功能框圖和典型應用圖相結合的整體框圖。

圖1 SX1608的整體框圖

由圖1可以看出,本文所設計的PWM(Pulse Width Modulation)控制器SX1608包含以下功能模塊:

(1)供電及驅動模塊包括內部啟動電路、基準電壓、電流采樣器、誤差放大器、驅動控制等子模塊;

(2)保護模塊包括過熱保護模塊(OTP)、過負載保護模塊(OLP)、過壓保護模塊(OVP)和過流保護等子模塊(OCP);

(3)多模式控制模塊包括反饋輸入(FB)模塊/多頻振蕩器、負載檢測模塊、零電流檢測電路、谷底檢測器(Valley Detector)、模式選擇電路等子模塊。

SX1608 PWM控制器的幾個最重要的管腳描述如下:

(1)反饋輸入端FB通過輸入到該腳的電平決定PWM的占空比;同時用于控制開關管的峰值電流;

(2)電流感應輸入端CS(Current Sensing);

(3)MOS驅動輸出端DRI。

1.2 SX1608工作原理

SX1608是一款電流模式PWM控制器。系統上電后,內部啟動電路給VDD端外接電容充電,VDD電壓上升到一定值時,內部電路開始工作,振蕩器也發出觸發信號,負載檢測模塊檢測外部負載,模式選擇電路啟動,根據不同負載情況分別進入不同工作模式。之后零電流檢測電路、谷底檢測器開始工作,符合條件時,進入準諧振谷底開通模式,經驅動控制模塊開啟MOS管。線電壓給初級線圈電感充電,初級線圈電感電流線性上升。電感電流流經MOS管,電流按比例鏡像后在內部采樣電阻上產生采樣電壓,當電感電流上升到使采樣電壓大于預先設定值時,電流比較器翻轉,并觸發內部邏輯電路,關閉MOS管。當振蕩器下一個周期來臨時,MOS再次開啟。在經過一系列工作周期后,輸出電壓開啟上升,內部控制電路將輸出電壓與基準參考電壓進行比較放大,并將誤差放大信號通過光耦轉換成電流,通過FB端口注入電路內部的反饋輸入模塊。當輸出電壓升高,FB端口注入的電流增大,該電流在內部電阻上產生的壓降增大,電流比較器翻轉使得初級線圈電感電流在內部電阻上產生的壓降減小——即初級線圈電感電流減小,這樣傳輸到次級的能量將減小,輸出電壓將降低,從而構成一個負反饋的穩定系統。反之,當輸出電壓降低時,負反饋系統將自動調節FB端注入的電流,使輸入電壓升高,從而得到一個非常穩定的輸出電壓。當FB端注入的電流接近零時,初級線圈電感電流將達到最大值。

1.3 SX1608的工作模式

SX1608在全輸入功率范圍和滿負載情況下可以達到高效率,包括以下幾種工作模式:

(1)在滿負載情況下,當輸入功率較低時,該IC工作在固定頻率CCM(Continuous Condition Mode)模式,該固定頻率Flow為50 kHz左右;而在輸入功率較高時,工作在準諧振模式,這時最低頻率鉗制在Flow;以上兩種模式都可以達到很高的效率。

(2)在正常負載情況下,該IC工作在準諧振模式(Quasi-Resonant Mode)。為了減少開關損耗,準諧振模式下的最高開關頻率要加以限制,本電路中鉗制在Fhigh,其值為90 kHz左右,符合EMI標準。

SX1608在QR模式,開關管在電源振蕩到第1個波谷處開通,開始下一個周期。關于這點將在下面作詳細分析。通過準諧振工作模式,系統的開關損耗和EMI大大降低。

(3)當負載降低時,IC工作在PFM(Pulse Frequency Modulation)模式,以達到超過90%的功率轉換效率。IC根據負載來調節開關頻率,且不斷降低;在PFM階段,谷底開關特性依舊存在,從而可以得到平滑的頻率變化曲線。

(4)當負載很小或者空載時,IC工作在綠色模式(Green Mode),用以降低待機功耗和開關損耗,提高系統轉換效率。當工作在綠色模式時,開關頻率為Fgreen,值為20 kHz左右,并且不再降低。眾所周知20 kHz為音頻范圍,通過采用綠色模式,可以有效避免音頻噪聲的出現。

以上幾種模式可以圖2來表示。

圖2 SX1608的模式變化圖

由圖2可以看出,與傳統的基于某一個固定開關頻率的硬開關轉換器(Hard-switched Converter)相比,SX1608在負載變化時開關電源頻率可以平滑地變化,即體現了“軟折彎”的特點,因此跟傳統開關電源相比大大降低了EMI。

2 準諧振模式下的谷底開通

上面提到在準諧振模式下開關管的谷底導通,下面作具體說明。

在圖1中,VIN為直流輸入電壓;M1為開關管;CM為MOS管漏端電容,是MOS管的輸出電容、變壓器線圈的寄生電容等的總和;NP、NS分別為變壓器的初級和次級線圈匝數,它們的電感量分別為LP、LS,Lm為互感,用于將能量從初級傳遞到次級;D為整流管;C為濾波電容;LPL為初級線圈的漏感,即無法通過耦合傳遞到次級的磁通量,其存儲的能力需通過其他的路徑釋放。存儲在漏感中的能量是開關管關斷產生尖峰的原因。以圖3來說明準諧振模式谷底導通的原理。

圖3 準諧振模式谷底導通示意圖

由圖3可以看出,開關管一開始處于導通狀態,形成初級電流,其峰值為IPP,然后在電流最大時關斷,在其關斷后,漏感LPL和開關管漏端電容CM組成的諧振回路產生過壓尖峰振蕩,形成圖3中所示的諧振區域一。

在諧振區域一中,開關管漏源電壓峰值可用式(1)表示,其中IP為流過變壓器初級線圈的直流。

(1)

開關管關斷后,變壓器互感能量通過導通的整流管D形成次級電流,其峰值為IPS,對濾波電容C充電,從而將能量傳遞到負載。在此過程中次級電流逐漸降低,當接近為零時,互感Lm和開關管漏端電容CM產生圖3中所示的諧振區域二。在這部分振蕩曲線中有A、B、C 3個點,其中A點是開關管漏電電壓最低的點,而C點對應的漏端電壓較高。

在諧振區域二中,開關管漏源電壓包括了式(2)所表示的直流分量VDDC和式(3)所表示的諧振分量VDQR兩部分,其中RP為變壓器初級線圈直流等效電阻,VZ為整流管D上的壓降。

(2)

(3)

當開關管再次導通時,可以選擇在其漏端電壓較低時導通,也可以選擇在其漏端電壓較高時導通。因為漏端電容CM通過開關管放電時會形成電流尖峰,如果開關管在其漏端電壓較高的點開啟,如圖3中的C點,則將產生較大的開關噪聲,形成EMI干擾。反之,如果在開關管漏端電壓的第1個最小值A點(即谷底)使得開關管開通,那么導通的電流尖峰將會最小,從而大大降低整個開關電源的EMI。

圖3中開關管的導通和截止時間可分別用式(4)、式(5)表示。

(4)

(5)

通過以上分析可知,只有當開關管在谷底開通時,才能起到降低EMI的作用。那么如何能夠正確判斷開關管是否進入谷底就顯得尤為重要。SX1608電路中采用了零電流檢測電路(ZCD)來優化開關管的開通。該電路提供信號驅動開關管在其漏端電壓差較低時進入開通,即實現谷底導通。

SX1608中零電流檢測電路的結構如圖4所示。

圖4 優化開關管導通的零檢測電路結構

3 變頻技術

從上面的分析可以看出,在開關電源實際的應用中需要不斷地對線圈進行充放電,這種電流沖擊的存在使得電磁干擾比較嚴重。研究表明,電流的紋波大小約為V/2Lfk,其中V為電壓,L為線圈電感,fk為開關頻率,可見電流紋波與電壓成正比。實際應用中電源電壓不能太低,為了降低電磁干擾,開關頻率不能太低,即提高開關頻率可以降低電流紋波,但這樣會使開關損耗增加,能量轉換效率降低。因此開關頻率的選擇必須考慮諸多因素,并進行折中。

另外由于開關電源系統中電感、電容的影響,開關電源控制電路在工作過程中會引入電流和電壓高次諧波分量,即頻譜上有峰值很高的噪聲頻帶存在,從而產生嚴重的電磁干擾。

降低開關電源控制電路電磁干擾的一種有效方法是采用“變頻”技術,使得開關頻率不是固定的,而是在一定范圍內變化,從而將開關電源中的電壓和電流的各次諧波的頻帶得到展寬。假如頻率變化范圍為Δf,那么在開關頻率變化范圍內,基波帶寬將展寬為Δf,二次諧波帶寬將展寬為2Δf,依此類推,n高次諧波帶寬將展寬為nΔf。在噪聲總能量不變的前提下,各次諧波的幅度得到降低,而高次諧波幅度降低則更為明顯,從而可以有效抑制系統的電磁干擾。

實現“變頻”技術的基礎是采用多頻振蕩器。圖5為SX1608中產生頻率的振蕩電路結構示意圖。

圖5 SX1608中的振蕩器結構示意圖

圖5中的C0電容其實是一組大小不同的電容,分別由不同的控制信號控制其是否接入振蕩器的充放電回路,這些控制信號由分頻電路產生。電容C0上充電后的電壓為Vc0,而固定的比較電壓Vref與Vc0進行比較,從而形成振蕩。

定義該振蕩器的充電電流和放電電流分別為Tch、Tdch,則該振蕩器的充電周期Tch和放電周期Tdch可分別用式(6)、式(7)表示。

(6)

(7)

從而振蕩頻率和占空比分別可以用式(8)、式(9)表示:

(8)

(9)

通過改變電容,在充放電電流不變情況下可以調節頻率;而通過調節充放電回路上的充放電電流,可以改變占空比。

4 開關電流的控制

在開關電源電路設計的過程中,為了降低電磁干擾和開關損耗,提高轉換效率,開關電流的控制是需要重點考慮的因素。

為了降低電磁干擾,同時減小開關損耗,提高轉換效率高,SX1608設計過程中盡量減小開關管的關斷電流和負載電流。具體實現是采用電流采樣方式,并通過形成反饋,保持電流不超出設計規范。詳細電路結構如圖6所示。

圖6 SX1608中的電流采樣電路

圖8 SX1608整體仿真波形

在圖6中,VB是輸入偏置電壓,DRI是開關管輸出端,Ismp是采樣輸出電流,Ismp和流過開關管控制管P4的電流成比例關系。該模塊工作原理為:當開關管控制管P4打開時,P2和P3對輸出電流采樣,采樣電流在P2的溝道電阻上產生壓降。輸出電流增大時,W3的電位下降導致W2的電位下降,由于P5和P6柵極電位相同,P6的源極電位(W2)下降使P6電流減小,導致W4電位下降,W4接到P7的柵極,使P7電流增大,使W1電位下降,導致P5電流下降,而N0為恒流源,P5的柵極電位將被拉低,即P6的柵極被拉低,P6電流增大,W4升高,使這個反饋環路達到穩定狀態,從而限制了開關管電流。

通過以上電流采樣電路,使得開關電流受到限制,仿真波形如圖7所示。

圖7 限制開關電流的仿真波形圖

5 整體設計及實際測試結果

5.1 整體仿真波形

采用華潤上華0.25 μm 5 V/40 V BCD工藝模型對SX1608進行總體仿真,結果如圖8所示。圖8為針對較高帶寬時系統的仿真波形,其中列出了幾個主要信號,包括輸入電壓信號、開關管漏極電源信號、輸出電壓信號、輸出電流和反饋電流信號等。在較高帶寬時,系統相應時間變快,即在動態負載時響應輸出變快,負載調整率也較好。

5.2 版圖設計

圖9為采用華潤上華0.25 μm 5 V/40 V BCD工藝所設計的SX1608的整體版圖。

圖9 SX1608整體版圖

在版圖設計過程中,首先考慮一些關鍵器件的設計,包括高阻電阻和ESD限流電阻、PIP電容、對稱和非對稱的雙端自隔離高壓P/NMOS管、利用高壓三極管的EB結反偏電壓所形成的穩壓二極管等。然后考慮整體版圖的布局,以做到各個模塊之間的相互隔離,還需要充分利用芯片面積。

5.3 實際測試結果

SX1608設計完成后經過MPW多芯片流片,并進行封裝、測試,功能和主要性能參數達到了預期的要求。將它應用在一個5 V穩定輸出的實際開關電源中,并進行EMI測試,如圖10所示。結果表明,該電源的抗EMI能力達到設計要求。

圖10 采用SX1608作為控制電路的 開關電源EMI測試結果

將以上電源與作者所設計的采用傳統固定頻率開關電源控制電路的同樣5 V輸出的電源作電流紋波對比測試,結果如圖11所示,其中上圖為采用SX1608的電源,可見其電流紋波要小很多。

圖11 變頻與固定頻率開關電源的 電流紋波測試對比圖

6 結論

本文介紹了一種開關電源控制電路的抗電磁干擾設計方法。通過采用準諧振技術,使得與開關電源控制電路配套使用的開關管在其谷底導通;采用“變頻”技術,將開關電源電壓和電流的各次諧波頻率擴展,并降低其幅度;還包括通過選擇合適的開關電流等。通過以上設計手段,從而大大提高整體開關電源的抗電磁干擾能力;將以上設計技術應用在實際電源以及微控制器芯片抗干擾設計中,實際測試結果表明以上設計方法是行之有效的,可以為開關電源控制電路的抗電磁干擾設計提供一些參考。

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Anti-EMI Design for PWM Switched Mode Power Supply IC*

XUZhenbang*,JUShuirong,XIXiaoying,CHENGuojin

(Jiangsu College of Information Technology. Wuxi Jiangsu 214153,China)

Three design ways are presented for SMPS IC in order to improve its anti-EMI performance. The switched MOSFET is conducted at the first valley and the peak conductive current is reduced when Quasi-Resonant operation mode is adopted for SMPS IC. Bandwidths of each current and voltage harmonic of SMPS are extended through the adoption of frequency changeable techniques,and the amplitude of higher harmonics is cut down. The ripple wave of current is reduced through the adoption of limiting switched current. The controller SX1608 is implemented in 0.25 μm 5 V/40 V BCD process,and the test result shows that the anti-EMI performance is good,and the ripple wave of current is low.

integrated circuit design;switched mode power supply IC;anti-EMI;quasi-resonant operation;valley on;frequency changeable technique

項目來源:江蘇省教育廳項目(PPZY2015B190);江蘇省教育廳“青藍工程”科技創新團隊項目

2016-05-01 修改日期:2016-06-10

TN432

A

1005-9490(2017)03-0581-07

C:6230;5160

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.03.013