數字化相關干涉測向技術研究

李游

摘 要：文中分析了干涉儀測向的原理與相位測量模糊的原因。以五元圓陣為模型，說明測向天線超孔徑測向結果的影響及解決方法。同時還分析了相關算法，舉例說明來波示向角的計算方法。主要按照實際工程要求，用兩個五元天線陣列模型完成30～3 000 MHz頻率范圍內來波方向角度的精確計算，并說明測量精度，最后做出指定天線尺寸下的測量頻率范圍與相位差樣本空間，并說明測量精度。為方便工程實踐，還可以改變樣本空間的角度間隔與頻率間隔。

關鍵詞：無線電測向；干涉測向儀；相關運算；天線超孔徑；參差基線法

中圖分類號：TP39；TN96 文獻標識碼：A 文章編號：2095-1302（2017）07-00-03

0 引 言

無線電測向即根據電磁波傳播特性，利用測向設備確定電磁波的波達方向。作為相關領域的熱點問題，近年來諸多學者均對此進行了研究。馮曉東等人針對傳統相關干涉儀測向精度不高的問題，提出了一種改進的測向算法[1]；石榮等人依據干涉儀基線的幾何結構，提出了新的相干信號干涉儀測向模型[2]；李維科等人針對干涉儀測向性能的問題，提出一種多通道增強干涉儀測向的方法[3]；杜政東等人以均勻圓陣為模型，改進了取向方式提高了測向精度[4]；龔軍濤等人針對測向中的解模糊問題，提出了一種相關干涉儀基線設計方法[5]；羅賢欣等人綜合解模糊的相關方法與陣元陣列方式，提出了基于長短基線圓陣干涉儀的測向方式[6]。趙小華等人分析了干涉儀測角范圍小，容易產生相位模糊的問題，提出了參差基線法、虛擬基線法來解決這一問題[7]。

1 相關干涉測向體制

相關干涉儀測向技術由傳統干涉儀測向技術發展而來。該技術利用被測信號的相位關系與幅度關系，是一種幅度相位復合測向方法。五元天線陣測向示意圖如圖1所示。

相關干涉儀測向是在干涉儀測向的基礎上，采用多天線單元，通過選取多個天線對，即多個基線對得到在不同天線對上的信號相位差。將入射波的測量相位差與原始相位差進行相關，計算出信號的相關系數，其相關系數的最大值就對應著信號的入射方向。

2 相關干涉的測向模糊問題

對于圖1所示的直徑為D的五元陣模型，采用5條基線1-3，2-4，3-5，4-1，5-2上的相位差作為用于比較的相位差，對于波長為λ，入射方向為θ的來波信號而言，5條基線上的相位差分別為：

（1）

因為當天線口徑D大于來波波長λ時，理論相位差值可能超過-π～π范圍，但實際鑒相器的輸出為-π～π，所以實際鑒相器檢測出的相位差為：

（2）

以實際來波的相位與原始樣本空間的相位作相關運算，相關系數的表達式為：

（3）

Ki中最大值所對應的原始相位樣本的角度值就是實際來波信號的方向角度。Ki也可用以下方法求得：

（4）

Ki最小值所對應的原始相位樣本的角度值就是實際來波信號的方向角度。

我們把相關函數的最大波峰稱為主瓣，其他稱為旁瓣。當D/λ≤0.5時，主瓣比旁瓣高很多；當D/λ≥1.5時，旁瓣與主瓣接近；當D/λ=2時，主瓣已不在正確位置，這就是相位模糊現象。

從另一個方面來看，引入相關處理等效在360°方向內形成了若干個空間濾波器，對一個空間信號產生的相位樣本復矢量進行空間匹配濾波。即相關處理的過程是空間濾波的過程。事實上，空間濾波器的個數是有限的，參數也是預先設定好的，因此對空間任意入射方向的信號進行空間濾波時必然存在一定程度的失配，而失配損失若使相關主瓣幅度與旁瓣幅度越接近，則測向精度就會降低，導致測向模糊。

實際的相關干涉測向天線系統需要用分層多天線陣，并使用多基線組合來使系統的測量頻率范圍達到全頻段。為了避免D/λ過大導致測向模糊，通常D/λ的門限值約取1.5。

3 測向天線系統的設計

3.1 五元天線陣選取

在低頻段為保證測向準確度，測向天線的尺寸D應該做大，但本文仿真的測向天線是車載型，受汽車尺寸限制較大，且還要求用兩層天線陣列完成30～3 000 MHz全頻段范圍內的準確測向。

本文最終采用尺寸為D=1.2 m，D=0.16 m兩組天線做測向天線陣，并未采用多種基線組合方式，基線組合只有1-3，2-4，3-5，4-1，5-2一種方式，具體分層方法見表1所列。

本文只仿真測向過程，為以后的工程設計提供依據，所以在實際工程中，可以按照不同的需要選擇測向天線陣列天線元的個數，天線陣列的大小以及不同的基線組合方式。特別在更高頻段時，可以選擇五邊形5個邊的組合方式，即1-2，2-3，3-4，4-5，5-1。

3.2 樣本空間的選取

根據相關測向原理，每套測向天線都有相應的原始相位樣本文件（天線校正文件）。天線校正文件中樣本（頻率點）的選擇應根據實際需要確定。樣本點越多，測向精度越高，但作相關運算時計算時間越長，就越影響測向速度。應該在孔徑大的低頻段盡量多取點，即頻率步長要小；孔徑小的高頻段可少取點，即頻率步長大。在30～375 MHz時，樣本空間不同頻率間隔對樣本精度的影響見表2所列，在375～3 000 MHz時，樣本空間不同頻率間隔對樣本精度的影響見表3所列。根據上表和實際情況，本文頻率步長的選取見表4所列。

本文中角度步長取5°間隔。

4 來波方向的計算

在建立好樣本空間后，對于實際來波，要進行角度計算：

（1）判斷來波頻率在哪個天線陣的頻率范圍內，選定天線；

（2）由于樣本空間存在頻率間隔，所以要根據樣本空間生成來波頻率下的樣本空間；

（3）通過相關運算得出來波方向。

來波頻率的樣本空間通過線性內插的方法獲得。如圖2所示，某指定頻率fm的原始相位樣本空間由相鄰兩個原始樣本通過線形內插產生。

圖2 用內插法產生來波頻率下相位樣本

（5）

由式（5）可做出波頻率fm下的原始樣本。

信號fm經鑒相測得的相位與內插產生的fm原始相位樣本作相關運算，求出相關系數，由于原始相位樣本存在方向間隔Δθ，曲線主瓣極值MM對應的方位僅當相鄰方向的相關值ML和MH相同時才是真實的示向角，否則還需進一步計算。使用相關計算方法，相關曲線如圖3所示。

圖3 示向角的計算

當ML>MH時，真實示向角θp介于θL和θM之間，當ML

（6）

5 仿真結果

對于頻率f=83.4 MHz，入射角度θ=126.73°的入射波，首先選第一層的天線，利用82 MHz與84 MHz的原始樣本空間進行線性內插做出83.4 MHz下的原始樣本空間，經過相關運算，做出的相關函數曲線如圖4所示。

圖4 頻率f=83.4 MHz，入射角度θ=126.7°的來波相關函數曲線

對以上相關函數，θM=125°，θL=120°，θH=130°。通過對這3個點局部曲線的擬合，得到如圖5所示的局部擬合曲線。

圖5 頻率f=83.4 MHz，入射角度θ=126.7°的來波相關函數局部擬合

最終求得來波角度為θp= 126.697 5°，Δθp=0.002 5°

6 結 語

相關干涉測向技術與其它相位測向技術相比，其優點在于可以通過使用大孔徑天線來實現在寬頻帶內得到很高的測向精度和靈敏度。實現相關干涉測向技術的關鍵在于提高測向處理的速度與寬帶高速測向。對于實際測向系統，需要在性能和成本上折衷。

參考文獻

[1]馮曉東，李華會，龔鑫.相關干涉儀測向算法的改進與實現[J].廣東通信技術，2017，37（1）：74-79.

[2]石榮，李瀟，劉暢.基于矢量合成的相干信號干涉儀測向模型[J].現代雷達，2016，38（9）：23-27.

[3]李維科，韓田田，湯四龍，等.多通道增強的干涉儀測向方法[J].四川兵工學報，2016，37（8）：98-100.

[4]杜政東，魏平.基線引導式快速相關干涉儀測向性能分析及提升方法[J].信號處理.2016，32（3）：327-334.

[5]龔軍濤，黃光明，高由兵.一種改進的相關干涉儀測向算法[J].電子信息對抗技術，2016，31（1）：4-7.

[6]羅賢欣，劉光斌，王忠.干涉儀測向技術研究[J].艦船電子工程，2012，32（8）：74-76

[7]趙小華，梁廣真.干涉儀測向技術研究[J]. 艦船電子對抗，2016，39（3）：7-10.

[8]嚴發.淺談相關干涉儀測向機的設計思想[J]. 中國無線電，2003 （7）：68-69.