高頻大功率靜電除塵電源新型控制策略研究

申兆豐， 魏 月， 曾慶軍， 陳 峰

（1.江蘇科技大學 電子信息學院，江蘇 鎮江 212003；2.鎮江天力變壓器有限公司 江蘇 鎮江 212400）

高頻大功率靜電除塵電源新型控制策略研究

申兆豐1， 魏 月1， 曾慶軍1， 陳 峰2

（1.江蘇科技大學 電子信息學院，江蘇 鎮江 212003；2.鎮江天力變壓器有限公司 江蘇 鎮江 212400）

文中提出了一種用于高頻大功率靜電除塵電源的新型控制策略，脈沖移相頻率調制（Pulse Shift Frequency Modulation，PSFM）。此方法將脈沖頻率調制（PFM）與移相脈寬調制（PS-PWM）進行有效結合，實現了高頻電源電路的全程軟開關。本文首先闡述了高頻大功率電源的系統結構，對LCC變換器在電流連續模式（CCM）下的新型工作方式進行了詳細分析，然后著重介紹了SPFM的原理、穩定性分析以及實現方法，最后采用MATLAB軟件對新型的控制系統進行仿真，并依次增加PID控制器、模糊PID控制器用于優化高頻電源系統的控制效果。仿真結果表明了此新型控制策略的合理性和有效性，并能夠用于指導電除塵高頻電源系統的研究。

脈沖移相頻率調制；MATLAB；模糊PID

目前，靜電除塵電源技術被廣泛應用于工業除塵領域，而高頻大功率靜電除塵電源較傳統工頻除塵電源而言，穩定性更強、除塵效率更高，成為靜電除塵電源發展的主流趨勢[1]。高頻電源中的LCC諧振環節能夠使得電源電路在軟開關的狀態下工作，有利于減少了開關損耗，是電除塵高頻高壓電源的核心部件。LCC 有 3 個不同的工作模式[2]：1）fs≤0.5f0，電流斷續模式（DCM）（fs:開關頻率；f0:諧振頻率）。 2）0.5f0＜fs≤f0，電流連續模式（CCM）。 3） fs＞f0，電流連續模式（CCM）。其中，模式1）和模式3）提供最小的開關損耗，模式1）斷續模式下的半導體損耗最小，可實現軟開關，但這種操作模式存在很高的電流峰值，諧振回路中有過多的能量傳遞，并且此模式需要一個很大的操作頻率范圍達到對輸出電壓的有效控制，使得感性元件難以設計[3-4]。因此本文選取模式3）進行分析。

LCC諧振變換器通常有兩種控制方式：脈沖頻率調制（PFM）和移相脈寬調制（PS-PWM）。PS-PWM在輸出為輕載時，可能導致滯后橋臂無法實現ZVS開通，且存在副邊占空比丟失現象；PFM在低輸出電流、低輸出電壓時開關損耗過大，且較大的頻率變化范圍使得磁性元件、門電路及電磁干擾過濾難以優化，因此都不是高頻大功率靜電除塵電源理想的控制方式[5-7]。基于以上兩種控制策略的不足，本文提出一種新型的控制策略，脈沖移相頻率調制（PSFM），它不但解決了以上兩種控制策略的缺點，而且使得系統效率有了進一步的提高。本文首先闡述了高頻大功率電源的系統結構，對LCC變換器在電流連續模式（CCM）下的新型工作方式進行了詳細分析，然后著重介紹了SPFM的原理、穩定性分析以及實現方法，最后采用MATLAB軟件對新型的控制系統進行系統仿真，并依次增加PID控制器、模糊PID控制器用于優化高頻電源系統的控制效果。結果表明了此新型控制策略的合理性和有效性，并能夠用于指導電除塵高頻電源系統的研究。

1 高頻靜電除塵電源的系統結構與電路拓撲分析

圖1為高頻大功率靜電除塵電源的系統結構圖，由主電路和控制電路構成。主電路包括：平波電抗器、整流模塊、母線電容、全橋逆變器、LCC、高頻變壓器、二次側整流硅堆、以及靜電除塵器負載。其中，C為濾波電容；S1-S4為全橋逆器上的IGBT，D1-D4分別為S1-S4兩端的反并聯單向導通器件；Cr、Lr、Cp分別為LCC環節中的串聯電容、串聯電感和并聯電容；n為高頻變壓器的匝比；D01、D02、D03、D04為變壓器二次側的整流二極管。

圖1 高頻大功率靜電除塵電源系統結構圖

控制電路包括：電壓、電流采集電路、SPFM控制器、脈沖發生器和驅動環節。信號采集電路將一次諧振電流和二次輸出電壓信號采集后，傳遞給PSFM控制器，PSFM控制器運用雙重控制策略將控制信號發送給脈沖生成電路，電路產生的觸發脈沖經過驅動電路的放大最終用于觸發IGBT。

2 LCC工作模式分析

圖2為PSFM控制下電源電路S1-S4的觸發信號及諧振電流ir、逆變器輸出電壓Vab和并聯諧振電容電壓VCp的波形。

圖2 LCC諧振電路波形圖

忽略功率器件的開關階段，工作過程分析如下：

1）（t0—t1）階段：t0時刻 ir穿越零點，S4 零電流開通，S1在之前階段零電壓開通。此階段Vab為正，ir正向流過 S1、Cr、Lr、Cp、S4，VCp由-U0/n 向 U0/n 增加，變壓器二次側整流管關斷，電源不向負載供電。當t1時刻VCp達到U0/n時此階段完成。

2）（t1—t2）階段：此階段 Vab依然為正，ir正向流過 S1、Cr、Lr、S4，VCp被箝位在 U0/n，二次側整流管導通，電源向負載供電。

3）（t3—t3）階段：t2時刻 S1 有限電流關斷。 此階段 Vab為零，ir正向通過 D2、Cr、Lr、S4 續流。t3時刻 S2零電壓開通。

4）（t3—t4）階段：此階段 S2、S4 導通，ir正向流過S2、Cr、Lr、S4，t4時刻 ir即將穿越零點，S4 零電流關斷。

5）（t4—t5）階段：此階段 ir正向通過 S2、Cr、Lr、D3續流。t5時刻ir穿越零點，S3零電流開通，完成S4到S3 的換相。t5時刻后 ir反向流過 S3、VCp、Lr、Cr、S2，VCp開始減少，二次側整流管關斷，電源不向負載供電，Vab為負。電路正向半個開關周期結束。

電路反向半開關周期與上述工作過程對稱。

3 SPFM控制策略分析

文中提出一種新型的控制策略，脈沖移相頻率調制（PSFM），控制流程如圖3所示。其結合了PFM和PS-PWM的特點，在每個操作點盡可能找到一個頻率和移相角的結合，首先利用變頻控制調節逆變全橋的開關頻率，然后使其中一橋臂上兩個開關管的移相角自動調節以確保兩個橋臂分別在ZCS及ZVS下進行換相，并使電源達到額定輸出功率。PSFM實現了全程的軟開關，在達到輸出功率要求的情況下縮窄了開關頻率變化，克服了PFM在低輸出功率操作下的高損耗，減少了器件開關頻率和關斷電流，改善了系統的整體效率，是一種新型的、有效的控制策略[8-9]。

圖3 PSFM控制流程圖

3.1 PSFM控制策略的穩定性分析

當諧振變換器在高于諧振頻率的工作模式下工作時，電路的低通濾波特性使得高次諧波被削弱，只有基波成份對電路產生比較大的影響，因此選擇基波分析的方式對電路進行分析和描述是合理的。為了實現感性輸出濾波后的整流，等效負載電阻設為Req=（π2/8）R0，其中 R0代表實際負載。 PSFM 控制策略要求在控制變量γ的變化角度范圍內實現全程ZVS，可選取自然反饋變量參與閉環控制來實現這一目的。由于串聯諧振電感電流ir和串聯諧振電容電壓VCr這兩個變量含有相同的基波成份，測量方便，可以任選其一。

逆變輸出電壓Vab到串聯諧振電感電流ir和串聯諧振電容電壓VCr的傳遞函數[10-11]分別為：

其中，Qr=（ω0Lr）/RL，。

奈奎斯特圖如圖4。

圖4 PSFM控制下的LCC穩定性判定

3.2 PSFM控制策略的實現

反饋變量為串聯諧振電感電流ir時的PSFM控制策略的實現如圖5所示。

圖5 ZCS和ZVS橋臂門極信號發生器

如圖5所示，ZCS（變頻控制）橋臂上開關管的門極觸發信號與過零點諧振電流ir同步。ir經過滯環比較器后生成兩路互補的脈沖，用于控制開關管的頻率。

4 PSFM控制策略仿真

使用MATLAB的Simulink組件對SPFM控制下的高頻電源系統進行仿真，并在同等參數下與PFM控制的仿真效果進行比較，然后分別為PSFM加入PID和模糊PID控制器使得控制效果更佳。

仿真中所用到的實際工程設計參數[14-15]為：Ls=80μF；Cr=2.15μF；Cp=0.88μF；工作頻率 fs：20 kHz；輸出電壓：72 KV。

PSFM仿真的相關波形圖如圖6所示。

PFM的仿真波形圖如圖7所示。

圖6 PSFM控制下電路波形

圖7 PFM控制下的電路波形

如圖6（a）所示，PSFM滯后橋臂上S2，S4為零電流開關，超前橋臂上S1，S3能實現零電壓開通，但存在關斷電流，關斷電流值大約為140 A；而如圖7（a），而PFM控制下S1-S4都能實現零電壓開通，但是都存在關斷電流，關斷電流值大約為190 A。可見PSFM控制下的電源電路硬開關的器件數量少，且關斷電流小。

如圖6（b）所示，電源輸出電壓最終穩定到72 kV，達到了指標要求，超調達到80 kV，穩定時間達到0.022秒。相比較而言，圖7（b）PFM控制下輸出電壓的穩定時間為0.05秒，控制響應較差。

為PSFM控制系統加入PID和模糊PID控制器后的輸出電壓波形如圖8所示。

圖8 PSFM加入控制器的輸出電壓波形

如圖8（a）所示，加入PID控制器后輸出電壓最終穩定在72 kV，超調明顯消失，系統在0.016秒處達到穩定。如圖8（b）所示，系統加入模糊PID控制器后輸出電壓最終穩定在72 kV，無電壓超調，穩定時間縮短至0.002秒，有效減少了控制響應時間。

仿真驗證結果：PSFM在控制效果和電路損耗方面都明顯優于PFM，兩個橋臂能夠成功實現ZCS和ZVS。加入PID控制器和模糊PID控制器后，電源系統的控制響應效果更加明顯，對于高頻電源這類非線性對象的控制具有更好的魯棒性和抑制超調的能力。

5 結 論

文中首先闡述了高頻大功率電源的系統結構，對LCC變換器在電流連續模式（CCM）下的新型工作方式進行了詳細分析，然后著重介紹了SPFM的原理、穩定性分析以及實現方法，最后采用MATLAB軟件對新型的控制系統進行仿真，并依次增加PID控制器、模糊PID控制器用于優化高頻電源系統的控制效果。仿真結果表明了此新型控制策略的合理性和有效性，并能夠用于指導電除塵高頻電源系統的研究。

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Research on new control strategy of high frequency and high power electrostatic precipitator power supply

SHEN Zhao-feng1，WEI Yue1，ZENG Qing-jun1，CHEN Feng2
（1.School of Electronics and Information，Jiangsu University of Science and Technology，Zhenjiang 212003，China；2.Zhenjiang Tianli Transformer Co.Ltd，Zhenjiang 212400，China）

This paper presents a new control strategy，Pulse Shift Frequency Modulation （PSFM），for high frequency and high power electrostatic precipitator power supply.This method combines the pulse frequency modulation （PFM）with the phase shift pulse width modulation （PS-PWM）to achieve soft switch in the all range of high frequency power supply circuit working.Firstly，this paper describes the system structure and the working mode of the LCC converter in continuous current mode （CCM）are analyzed.Then，this paper focuses on the principle of SPFM，stability analysis and implementation methods.At last，the new control system is simulated by MATLAB software，and the PID controller and fuzzy PID controller are added in order to optimize the control effect.The simulation results show that the new control strategy is reasonable and effective，and can be used to guide the research of the high frequency power supply system.

pulse shift frequency modulation；MATLAB；fuzzy PID

TM919

：A

：1674－6236（2017）14-0063-05

2016-09-23稿件編號：201609212

江蘇省科技支撐計劃項目（BE2012146）；鎮江市重點研發計劃項目（GY201503）

申兆豐（1987—），男，遼寧海城人，碩士研究生。研究方向：智能電氣與系統、現代綜合測控技術。