基于Matlab/Simulink的級聯多電平變頻電源仿真研究

傅朋偉

(國網德陽供電公司，四川 德陽 618000)

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基于Matlab/Simulink的級聯多電平變頻電源仿真研究

傅朋偉

(國網德陽供電公司，四川 德陽 618000)

級聯多電平變頻電源作為多電平變頻電源拓撲結構中的一種，在中、高壓大功率傳動和測量場合中得到了廣泛的應用。在分析級聯變頻電源工作原理的基礎上，利用Matlab/Simulink，構成了SPWM級聯多電平變頻電源，并進行了仿真分析，仿真結果驗證了載波移相SPWM調制方法的可行性及理論分析的正確性。

變頻電源；級聯；多電平；PI控制

近年來，大功率電力電子技術發展迅速，多電平逆變器在高壓、大功率方面得到越來越廣泛的應用。多電平變換器分為二極管箝位型(Diode-Clamp)、飛跨電容型(Flying-Capacitor)以及具有獨立直流電源的級聯逆變器型(CIDCS)。文獻[1]詳細介紹了它們的原理和特性，其共同優點是：電平數越高，輸出電壓諧波含量越低；器件開關頻率越低，開關損耗越小；器件應力小，無需動態均壓。相比其他兩種，級聯逆變器型還有如下幾個優點:①逆變器結構基于傳統的兩電平逆變器單元，主電路拓撲結構非常簡單；②功率單元采用模塊化結構，所有功率單元可以互換，維修方便，電路中也不需要存在大量的箝位二極管或電壓平衡電容器；③每一個逆變橋是由相互獨立的直流電壓源供電，不存在中性點電壓不平衡問題。

本文主要研究級聯型多電平變頻電源的SPWM整流器和變頻電源控制及Matlab仿真。

1 級聯多電平變頻電源工作原理

1.1 拓撲結構

級聯多電平變頻電源由n個具有獨立直流源的變流單元(又稱功率單元)組合而成[2-3]。將每個變流單元輸出側的端電壓通過串聯的方式進行疊加，而后便形成了多電平變換器的輸出電壓。在傳統的級聯型拓撲結構中，變流單元的電壓都是相同的。圖1給出了這種具有獨立直流源拓撲結構的電路模型[4]。

每個功率單元由兩級電能變換模塊構成，如圖2所示。通過三相SPWM整流橋整流，形成直流電壓，再經由H型單相逆變橋，輸出PWM波。圖2中，ua、ub、uc、ia、ib、ic分別為網側三相電壓和電感電流，L1為等效漏電感與濾波電感之和，C1為并聯濾波電容。采用SPWM整流橋，可實現電網側單位功率因數運行，同時濾除諧波。通過串聯將所有功率單元輸出電壓疊加在一起，得到頻率和幅值均可連續調節的輸出電壓。

圖1 級聯多電平變頻電源電路模型

圖2 功率單元電路圖

級聯多電平變頻電源輸出電壓的電平數為m=2n+1，其中n為功率單元個數。若含有16個功率單元，則輸出電壓有33電平。

1.2 三相SPWM整流器控制

三相SPWM整流器控制中．電壓外環和電流內環的雙閉環控制結構最為普遍[5-7]。通過電壓外環控制，維持直流電壓恒定。通過電流內環的控制，使整流器的輸入電流能夠跟蹤電流給定，實現功率因素調節以及能量的雙向流動控制，并實現電流限幅。雙閉環控制結構簡單，性能優良，因而廣泛應用于PWM整流器控制。三相PWM整流器直流電壓外環、電網側電流內環的雙閉環控制框圖如圖3所示。

圖3 電壓外環電流內環雙閉環PWM整流器控制框圖

控制器中PI參數的整定[7]在理論上如式(1)所示：

(1)

式中：Ti為電流環的時間常數，Ti=L/R；R為交流側等效輸入電阻；Kpwm為整流器的放大增益，其值約為和PWM載波峰值的比率；Ts為電流內環的采樣周期；Tu為電壓外環的采樣周期。

1.3 載波移相SPWM控制

三角載波移相SPWM控制中,每個模塊的SPWM信號都是由1個三角載波和1個正弦波比較產生。每個模塊的正弦波都相同,但三角載波與它相鄰模塊的三角載波之間有1個相移,使得各模塊所產生的SPWM脈沖在相位上錯開θ,從而使各模塊最終疊加輸出的SPWM波的等效開關頻率提高到原來的n倍,因此可在不提高開關頻率的條件下 ,大大減小輸出諧波。

載波移相SPWM控制方法中，有單極性的載波移相和雙極性的載波移相SPWM調制方法。對于單極性調制方法，載波移相角θ=2π/N時，輸出波形效果最好。對于雙極性SPWM調制方法，每個功率單元模塊的SPWM脈沖可由1對反相的正弦調制波與1個三角載波比較產生，也可由1個正弦調制波與1對反相(相差180°)的三角載波比較產生，2種方法完全等效[8]。以第1種雙極性調制為例，圖4為SPWM控制波形圖。

對于載波相移SPWM控制，其驅動脈沖中含有基頻方波。在閉環控制系統中，誤差信號(給定信號與反饋信號之差)經過PI調節器調節后形成調制波[9-10]。但這個調制信號含有大量的高頻諧波，尤其是在過零點處畸變較為嚴重，如果直接檢測，會造成檢測不準確。因此，按開環的方式生成基頻方波，直接檢測給定的過零點，生成所需的基頻方波，其原理如圖5所示。

圖4 雙極性SPWM控制波形

圖5 直接檢測過零點的PI控制原理圖

這種方法既能使輸出交流值跟隨給定信號，又能避免過零點高頻諧波的影響。PWM脈沖的生成方法和常規PI控制相同。

2 級聯多電平變頻電源仿真研究

采用上述控制方法,用Matlab/Simulink對16橋逆變輸出變頻電源進行仿真。為改善輸出電壓波形，在輸出端增加LC低通濾波器，濾波器原理圖如圖6所示，濾波器參數：L=3.38 mH；C=11 μF。

仿真條件：采用異步調制，載波頻率500 Hz，空載。圖7(a)和圖7(b)分別為設定頻率為

圖6 變頻電源濾波器原理圖

(a)頻率為100 Hz

(b)頻率為25 Hz圖7 輸出不同頻率電壓波形圖

100 Hz和25 Hz下濾波前和濾波后的電壓波形。

由圖7可知，輸出頻率為設定頻率值，輸出電壓幅值在變頻過程中，階梯數恒定，即實現了獨立調頻，從而驗證了模型的正確性。觀察濾波后的電壓波形可知，經過LC濾波后，系統的輸出電壓波形比較好，波形的畸變也很小。

圖8(a)和圖8(b)分別為設定電壓為6 kV和1 kV濾波前和濾波后電壓波形。

由圖8可知，輸出電壓為設定電壓值，輸出電壓頻率在變壓過程中保持恒定，即實現了獨立調壓，從而驗證了模型的正確性。由濾波前電壓波形可知，變壓過程，其實就是電壓階梯波階梯數目變化。觀察濾波后的電壓波形可知，經過LC濾波后，系統的輸出電壓波形在電壓降低時，諧波含量比大電壓高。

(a)輸出電壓為6 kV

(b)輸出電壓為1 kV圖8 輸出不同幅值電壓波形

3 結束語

本文詳細分析了級聯多電平變頻電源中SPWM整流器和變頻電源工作原理。采用電壓外環和電流內環的雙閉環控制，維持直流電壓恒定，實現功率因素調節以及能量的雙向流動控制。采用雙極性與載波移相PWM技術相結合的控制方法對變頻電源進行了仿真研究。仿真結果表明:①采用級聯多電平逆變技術，相當于提高了載波頻率，因此功率單元的開關頻率降低，開關損耗減少，同時滿足輸出電壓和功率的要求；②采用載波移相技術，輸出電壓接近正弦波，諧波含量非常低；③各功率單元采用獨立直流電源供電，因此對功率器件電壓等級要求較低。

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Research on Simulation of Cascaded Multilevel Inverter Based on Matlab/Simulink

FU Pengwei

(State Grid Deyang Power Supply Company,Deyang,Sichuan 618000，China)

The Cascaded Inverter with Separate DC Source(CISDCS) is one of multilevel topologies.It has been widely applied in high voltage and high power drive and detection fields. After analysing the principle of CISDCS and finishing the simulation of cascaded inverter based on the Phase Shifted SPWM(PS SPWM) by Matlab/Simulink,the simulation results in proving the feasibility and applicability of the PS SPWM modulation strategy.

inverter; cascade; multilevel;PI control

TM921.51

A

1004-7913(2017)06-0018-04

傅朋偉(1988)，男，碩士，助理工程師，主要從事變電檢修相關工作。

2017-03-20)