連續波聲吶中的調頻信號設計方法及性能分析

龐博，吳一飛，劉本奇

?

連續波聲吶中的調頻信號設計方法及性能分析

龐博1，吳一飛2，劉本奇2

(1. 海軍駐上海地區水聲導航系統軍事代表室，上海 201108；2. 上海船舶電子設備研究所，上海 201108)

相對傳統的短時脈沖波主動聲吶而言，連續波主動聲吶是一種新型體制的聲吶設備，允許在掃描周期內發射高占空比的信號，并且在發射信號的同時進行偵聽，由此可以對水下目標實現連續照射，消除距離盲區。由于發射和接收機制的不同，連續波主動聲吶對發射信號的波形和處理方法也各有差異，一是要考慮到“直達波”抑制問題，二是要在時間帶寬積和對目標的照射時間間隔兩者之間進行折中。針對上述兩個問題，設計了一種在連續波主動聲吶中發射的新型脈沖串信號，該類信號由多個相互正交的廣義正弦調頻信號串組成，以此在頻域上消除回波與拷貝信號的相關性；后置處理中對接收回波提供了三種不同的方案，在時間帶寬積和照射時間間隔兩者之間擇優選擇最佳檢測效果。計算機仿真結果表明：該類信號波形以及相應的處理方法可以有效地抑制直達波干擾并給出目標的速度-距離信息。

連續波主動聲吶；調頻信號；直達波抑制

0 引言

大部分的聲吶應用比如反潛、魚雷防御、港口保護中使用的都是傳統的脈沖式主動聲吶(Pulsed Active Sonar，PAS)，在發射短時脈沖后進行長時間偵聽。在PAS模式下，時間帶寬積和探測盲區是一對矛盾，目標被聲波照射的時間很短，聲吶系統至少需要等待一個周期才能更新探測信息，對突發干擾易產生虛警。為了克服上述問題，近十年來，國內外將目光逐漸轉移到連續波主動聲吶(Continuous Active Sonar，CAS)在CAS模式下，可將水下目標視為向外輻射連續信號的被動目標。與傳統的PAS相比，CAS具有以下幾個方面的潛在優勢：(1) CAS發射機和接收機同時工作，不存在距離盲區；(2) CAS的占空比高，其處理增益遠大于PAS，將大幅度提高作用距離；(3) CAS對目標進行連續聲波照射，將有效降低虛警概率，抗干擾性強；(4) CAS信息更新是連續的，可有效降低目標信息間隙，從而改善跟蹤性能。

同時由于CAS發射和接收工作的同時性，決定了CAS系統一般都是雙/多基地的，即發射和接收之間的直達波干擾無法避免。為了有效抑制直達波干擾，改善檢測性能，本文提出一種由多個相互正交的廣義正弦信號脈沖串組合波形，對接收到的回波進行滑動匹配處理，綜合考慮時間處理增益和對目標的照射時間間隔，最后得出相應的結論。

1 廣義正弦調頻信號的設計原理

廣義正弦調頻(Generalized Sinusoidal Frequency Modulated，GSFM)信號是一類在正弦調頻(Sinusoidal Frequency Modulated，SFM)信號的基礎上對調頻因子實現非線性變換而在頻域獲得相互正交性的新型信號。相互正交的多個廣義正弦調頻信號組合而成的脈沖串在作匹配處理時可消除由相似的頻率成分帶來的周期性干擾條紋，提高檢測效能。

1.1 正弦調頻(SFM)信號

SFM信號是一類在CW(Continuous Wave)信號基礎上對頻率進行調制的調頻信號，它的瞬時頻率隨時間呈現正弦曲線變化規律，時域上的表達式為[1]：

SFM信號的相位和瞬時頻率的表達式為[1]：

(2)

(4)

圖1、圖2分別給出了SFM信號的時頻關系和模糊度偽彩圖。仿真參數為：，，，調制系數。

由圖2可以看出：SFM信號的模糊度圖在速度軸上呈現周期性的分布規律，這是由信號本身的梳狀譜線結構決定的。當接收回波和發射信號復本之間進行相關處理時，相似的頻域分量無疑會產生新的峰值干擾[2-3]。文獻[1]中給出了速度軸上的峰值干擾計算公式：

1.2 廣義正弦調頻(GSFM)信號

想要消除峰值干擾，首先需要消除掉信號梳狀的規律性，GSFM信號在SFM信號的基礎上對調頻分量進行了重新構造，其時域上的表達式為：

GSFM信號的相位和瞬時頻率的表達式為

(7)

(9)

由圖4中可以看出，GSFM信號在原點處有明顯的峰值輸出，周圍的峰值干擾相較SFM信號而言得到良好的改善。

(a) GSFM信號模糊度偽彩圖

(b) 局部放大效果

圖4 GSFM信號模糊度偽彩圖

Fig.4 The ambiguity analysis of GSFM signal with pulse length1=0.25 s,c=2.5 kHz,=2 and=160 s-2

2 GSFM信號組合脈沖串波形設計

2.1 一簇GSFM信號模糊度分析

(a)??????(b)

(c) ?????? (d)

(a)s()的自模糊度圖

(b)s()、s()的互模糊度圖

(c)s()、s()的互模糊度圖

(d)s()的自模糊度圖

圖6 簇內GSFM信號模糊度偽彩圖

Fig.6 The broadband auto and cross ambiguity analyses of the GSFM signals

2.2 一簇GSFM信號的三種帶內組合方法

抑制旁瓣干擾的一個重要因素是信號的時間帶寬積(Time Bandwidth Product，TBP)，在相同的處理時間內盡量選擇大的寬帶有助于將混響能量平均到更大的頻率范圍，從而提高檢測效能。但在連續波主動聲吶中，除了混響干擾之外，還要考慮直達波的抑制問題。

綜合考慮信號的時間帶寬積和處理回波中的直達波抑制問題，本文在系統頻帶內給出了三種不同的組合方法。

第一種方法是全頻帶分配脈沖串(Full Band Pulse Train，FBPT)，即脈沖串的設計帶寬為系統帶寬，示意圖如圖7所示。

由于直達波的能量一般強于目標回波能量，采用這種處理方法容易使目標回波被直達波淹沒。

第二種方法是獨立頻帶分配脈沖(Separate Band Pulse Tain，SBPT)，即脈沖串各自分配不同的系統帶寬，示意圖如圖8所示。

對系統帶寬進行等分，則單個脈沖信號占據的帶寬為sys/。即每個單獨的脈沖占據完全相互獨立沒有交疊的頻帶，它們的中心頻率由一組調頻碼控制。

在該方法下，由于脈沖之間頻帶的分割，進一步降低了它們的互相關性，有利于直達波的抑制，但是同時也由于單個脈沖的帶寬變窄，導致TBP減小。

第三種方法是重疊頻帶分配脈沖(Overlapping Band Pulse Train，OBPT)，是對前面兩種方法的折中。OBPT采用跳頻脈沖串，每個單獨的脈沖之間的頻帶有交疊，帶寬為，1<

其中，Δ為相鄰脈沖之間的最小頻率間隔。

圖9 OBPT頻分示意圖

Fig.9 The frequency distribution for OBPT

3 計算機仿真設計和分析

3.1 仿真實驗設計

發射聲源級=185 dB，發射換能器和接收水聽器置于水下=10 m處，間隔=10 m，中間放置使聲波能量衰減60 dB的障礙隔板；采用兩個半徑=2 m的剛性球作為探測目標，分別放置在距離聲吶平臺的法線方向上，和750 m，前者以的速度靠近聲吶平臺，后者以的速度遠離聲吶平臺。實驗平臺示意圖如圖10所示。

假設聲波按柱面波規律傳播，不考慮混響和其他干擾，則在接收機處直達聲聲壓、目標1回波聲壓、目標2回波聲壓三者之間的關系為：

(14)

3.2 分析1

仿真可得回波波形如圖11所示。

(a) 回波信號

(b) 直達聲疊加目標回波

圖11 回波信號時域波形

Fig.11 The waveform of echo signal (two target echoes plus direct wave)

對回波的處理方式采用圖12的流程[5-6]。單次匹配處理的時間長度為，每次滑動時間長度也為。

以回波到達時間作為開始，則第個節點脈沖匹配的時間中心為(-1)×0.25 s。

圖13(a)分別給出了第“1”、“3.4”、“5”節點處匹配處理的結果；圖13(b)給出了第“3”、“4”節點匹配處理的結果。

可見在圖13(a)中，目標1的回波經匹配處理后亮點最亮，目標2其次。直達聲由于達到接收的幅度僅為目標1回波的1/7，所以0 s處的亮點能量最弱。在圖13(b)中，第“3”個節點處匹配的時間中心為0.5 s，由于目標1在0.6的時刻到達接收機，拷貝信號(開始出現在時刻0.5 s處)相對回波信號存在0.1 s的提前，所以峰值出現在0.4 s處；同樣第“4”個節點處匹配的時間中心為0.75 s，相對于0.6 s處存在0.15 s的延遲，所以圖中峰值出現在0.9 s處。并且注意到，由于第“3”個節點處的拷貝信號和目標1的回波的匹配處理的有效時間為0.15 s；第“4”個節點處的拷貝信號和目標1的回波的匹配處理的有效時間為0.1 s。所以圖中前者能量亮度強于后者。

(a) 信號匹配完全同步

3.3 分析2

上述仿真的背景是直達聲的能量弱于目標回波。但是由于在現實情況下，往往因為目標的尺寸過小(回波強度弱)、距離聲吶平臺較遠等原因而使得接收機處的目標回波強度弱于直達聲而無法被檢測出來。

首先對直達聲的能量干擾級分析：12個脈沖串的產生與上述一致，按照OBPT、FBPT原則分別組合作為一個周期波形，由此形成對比組。其中OBPT脈沖的瞬時帶寬Hz，第一個脈沖中心頻率=1 615 Hz，往下脈沖中心頻率按Δ=70 Hz的步進連續上升跳動。回波處理與圖12一致。

OBPT、FBPT直達波干擾在第1個節點的能量輸出如圖14所示。

(a)OBPT

(b)FBPT

圖14 直達波在第1個節點處的匹配輸出

Fig.14 The match processing for the direct wave at the first point, the upper for OBPT output and the lower for FBPT output

分別以第一個節點干擾能量的最大值為歸一化分母，不失一般性地給出OBPT、FBPT兩種方法在“5”、“6”兩處節點的干擾能量如圖15所示。

對比可見，通過OBPT原則設計的GSFM波形在各節點處的直達聲干擾弱于FBPT波形。對于OBPT波形，在第“5”、“6”個節點失配處直達波干擾能量下降約25 dB；對于FBPT，在各失配的節點處直達波干擾能量下降從10 dB～15 dB不等。

3.4 分析3

物理模型重新設計如下：

發射聲源級=175 dB，障礙隔板衰減能量為50 dB，假設發射換能器和接收水聽器間隔=1 m；則接收機處的直達聲的能級為125 dB。采用遠近相間的三個目標：

(a) 直達波在第5個節點處干擾能量

(b) 直達波在第6個節點處干擾能量

圖15 直達波在其第5、6節點處的匹配輸出

Fig.15 The match processing for the direct wave at the fifth (a) and the sixth (b) points

信號波形選擇如圖16所示。

(a) 回波信號

(b)直達聲疊加目標回波信號

圖16 回波信號時域波形

Fig.16 The waveform of echo signal (three target echoes plus direct wave)

直達聲能量遠大于三個目標的回波，在時域上不能判斷出目標回波信號的具體到達時間。采用圖12處理方法，相關處理時間，每次處理圖象結果為1幀。圖17(a)～圖17(f)依次給出了兩類信號在第“1”、“3”、“9”、“10”、“11”、“17”共計6幀的處理結果。

若以直達波匹配是最強干擾為歸一化能量(0 dB)，對于OBPT類信號，當目標回波信號能級在約-30 dB以上，經圖12的流程處理后可辨別出目標信息；對于FBPT類信號，當目標回波信號能級在約-15 dB以上，經圖12的流程處理后可辨別出目標信息。而由實驗條件可知，目標1、2、3回波信號在接收處能級分別低于直達波最強干擾-20 dB、-16 dB、-12 dB。所以在圖17(c)～17(f)中，OBPT類信號均可探測到目標1、2、3；FBPT類信號僅在17(f)中可探測到目標3。另外由于目標2完全匹配的節點是10.6，所以在圖17(c)、17(d)中均是不完全匹配狀態，所以相對于拷貝信號存在提前或者延遲。

(a) 第“1”個節點處的匹配結果

(b) 第“3”個節點處的匹配結果

(c) 第“9”個節點處的匹配結果

(d) 第“10”個節點處的匹配結果

(e) 第“11”個節點處的匹配結果

4 結論

對連續波主動聲吶中GSFM信號的設計和三種系統帶寬的分配方法仿真表明，采用OBPT的設計方案可以有效地抑制直達波干擾。由此可作為連續波主動聲吶的一種應用方案。當然，文中的仿真是建立在理想信道的條件下，并且在聲吶平臺和目標發生相對運行時并沒有對副本信號進行頻域上的修正，所以文中的匹配處理增益皆為理想狀況，僅供參考。另外，對回波的匹配處理除了可以采用單脈沖滑動之外，還可采用自由截取脈沖串的長度作為副本信號，但是在保證對目標相同的照射率的條件下無疑會增加機器的并行處理量。

[1] S Ward. The use of sinusoidal frequency modulated pulses for low-doppler detection[J]. Proc. IEEE Oceans 2001, (4): 2147- 2151.

[2] Ioannis Bertsatos, Nicholas C. Makris, Estimating the instantaneous velocity of randomly moving target swarms in a stratified ocean waveguide by doppler analysis[J]. IEEE J. Acoust. Soc. Am., 2011, 130, 84-101.

[3] 田坦. 聲吶技術[M]. 哈爾濱工程大學出版社, 2000.

[4] Harry DeFerrari, Jennifer Wylie. “Ideal Signals and Processing for Continuous active sonar,” Proceedings of Meetings on Acoustic, ICA 2013 Montreal, pp. 2-7. June. 2013.

[5] Harry A. DeFerrari, Hien B. Nguyen, Andrew Rogers, “Continuous Active Pulses Compression Sonar,” Proceedings of the International Conference “Underwater Acoustic Measurements: Technologies & Results” Heraklion, Crete, Greece, 28th June-1st July 2005.

[6] Doug Grimmett, Cherry Wakayama. Multistatic tracking for continous active sonar using doppler-bearing measurements[J]. 16th International Conference on Information Fusion Istanbul, Turkey. July 2013, 9-12.

The design and performance of the frequency modulated signal for continuous active sonar

PANG Bo1, WU Yi-fei2, LIU Ben-qi2

(1.Military Agent’s Room of Acoustic NavigationSystem in Shanghai Area,Shanghai201108,China;2. Shanghai Marine Electronic Equipment Research Institute, Shanghai 201108, China)

In contrast to the conventional pulsed active sonar, continuous active sonar is another type of sonar device that allows transmitting high duty cycle signals during the scan cycle and listening while transmitting signals, which can achieve continuous irradiation of underwater targets to eliminate the blind zone. Due to the transmission and reception mechanisms different from the pulsed active sonar, the transmission signal waveform and processing methods are also different,where the problems of the "direct wave" suppression and the compromise between TBP (time-bandwidth product) and time interval for target irradiation need taking into account. Aiming at the two problems, this paper designs a new type of pulse train signal.The signal is composed of several sinusoidal frequency modulation signal strings which are orthogonal to each other. In the post processing, three different schemes are provided for the received echo in order to achieve the optimal detection effect. The results of computer simulation show that the signal waveform and the corresponding processing method can effectively suppress the direct wave interference and give the target velocity-distance information.

continuous active sonar; frequency modulated signal; direct wave suppression

TB556

A

1000-3630(2017)-04-0327-08

10.16300/j.cnki.1000-3630.2017.04.006

2016-12-11;

2017-03-12

龐博(1977－), 男, 陜西渭南人, 碩士, 研究方向為電子與通訊工程。

劉本奇, E-mail: 13482587203@139.com