雙基地聲吶接收站散射波低截獲技術

蘆嘉，生雪莉，石亞莉，殷敬偉，郭龍翔，陸典

?

雙基地聲吶接收站散射波低截獲技術

蘆嘉1,2，生雪莉1,2，石亞莉1,2，殷敬偉1,2，郭龍翔1,2，陸典1,2

(1. 哈爾濱工程大學水聲技術重點實驗室，黑龍江哈爾濱 150001；2.哈爾濱工程大學水聲工程學院，黑龍江哈爾濱 150001)

雙基地聲吶的接收站因散射主動信號存在暴露的風險，對此提出了基于發射聲屏蔽的雙基地聲吶低截獲技術。發射站采用垂直發射陣，利用屏蔽權對原始信號進行預處理，獲得的低截獲信號在接收站處被自動抵消，從而降低接收站散射信號的能量。仿真結果表明，發射聲屏蔽技術能有效增加接收站散射信號到達目標處的能量衰減，而對到達接收站處的待測目標散射信號則無較大影響。該方法突破了以往低截獲技術只是改變信號能量時頻域分布的局限(在信號處理層面)，利用多途結構真實降低了被截獲信號能量(在物理層面)，并適用于多種信號形式。

雙基地聲吶；接收站散射波；低截獲；發射聲屏蔽

0 引言

低截獲技術興起于雷達領域，低截獲雷達[1]早已進入裝備服役，目前正向低截獲組網雷達方向發展[2]。聲吶探測受限于復雜的水聲信道環境，檢測目標尚有困難[3]，對低截獲技術的需求與關注也就不足，低截獲聲吶研究進展也較為緩慢。水聲學領域中低截獲技術公開發表的文獻相對較少，除部分討論通信低截獲外[4-5]，研究重點主要集中在探測低截獲上。最初，研究人員在討論聲吶發射技術時，認為采用大帶寬、長周期的發射信號可減小發射聲源級，同時降低被截獲概率[6]。2004年，Willett[7]明確了低截獲聲吶的概念，指出了影響低截獲聲吶與目標水聲對抗的兩個關鍵因素，是低截獲聲吶采用的混沌信號接近于環境噪聲，不易被目標的截獲機(為避免歧義，后文在目標反探測主動聲吶的過程中，將目標稱為截獲機，在目標被主動聲吶探測時仍稱為目標)檢測，以及低截獲聲吶遭受雙程傳播損失使得其信噪比低于目標，并分析了兩者的權衡關系。次年，國內學者李宇[3]等人參照低截獲雷達定義了單、雙基地聲吶的低截獲因子及優質因數，并對比了不同信號形式下的單、雙基地聲吶低截獲因子。Park[8-9]等人在文獻[7]的基礎上，更改并增加了一些更為實際的條件設定，分析了低截獲聲吶的可行性，提出在確保截獲機檢測概率低于一定限值的前提下，低截獲聲吶應當由低功率探測信號開始，逐漸提高發射功率直到到達一個可靠的檢測概率。文獻[10-11]分析了低截獲聲吶信號的特征，總結了低截獲波形設計的規則。Lynch[12]等人在后續的研究中認為低截獲聲吶在非高斯環境噪聲下將具有更好的性能，可在大作用距離、合理信號持續時間的條件下，實現對目標的隱蔽觀測。Marszal[13-14]等人研究了低截獲聲吶受目標速度(多普勒)的影響，考察了低截獲聲吶的檢測能力，距離分辨率等。另一些學者則具體研究了諸如Barker、Costas等編碼信號在低截獲聲吶中的應用[15-16]。

低截獲聲吶主要是研究單基地聲吶，涉及雙基地聲吶時，討論也集中在發射站主動信號的低截獲性上。盡管雙基地接收站處于被動模式，但在一些特定條件下其散射信號仍可能被目標(本文中目標與截獲機所指是同一事物)檢測到。雙基地聲吶的優勢來源于接收站的隱蔽性以及異于單基地聲吶的合作探測模式[17]，因而實現接收站散射信號的低截獲性可能比實現發射站主動信號的低截獲性更為重要。以往的低截獲信號設計除采用低頻信號外，主要遵循大時間帶寬積、復合頻(碼)制、隨機或非線性體制，時頻捷變等幾個原則，但其只是在時域、頻域等維度上打散、打亂信號能量，使信號更具混沌性，增大被檢測的難度，并未考慮信號具體經歷的信道系統。為確保雙基地聲吶接收站的隱蔽性，實現其散射信號的低截獲性，本文提出了基于發射聲屏蔽的雙基地聲吶低截獲技術。該方法采用多元發射陣，針對直達信道利用發射聲屏蔽技術處理原始發射信號，獲得雙基地聲吶低截獲信號。低截獲信號經直達信道到達接收站時會被自動抑制，能量衰減大幅增加，進而提高接收站散射信號的抗截獲能力，降低目標截獲機優質因數。雙基地聲吶低截獲技術能增強接收站的隱身效果，為雙基地聲吶充分發揮探測優勢提供保障。

1 雙基地聲吶接收站散射信號低截獲性分析

衡量低截獲聲吶的性能時，優質因數常被作為參考。

當單基地低截獲聲吶與目標遭遇時，各自聲吶方程中的發射聲源級、接收處理增益等參數都已確定，傳播距離對于彼此也是相同的。為便于后面分析，本文中定義低截獲聲吶與截獲機各自的優質因數(Figure Of Merit，FOM)如下(不同于文獻[10])。

單基地低截獲聲吶的優質因數[3]為

低截獲聲吶與截獲機常規的對抗態勢中，截獲機往往采用被動探測模式，此時其優質因數[3]為

雙(多)基地聲吶采用合作模式探測目標，常規配置中，擔當發射站的平臺載體往往自身噪聲輻射較高，發射功率較大，被發現概率與單基地聲吶相當，難以實現隱蔽。同時發射站也往往被后置部署，位置相對安全，因而對發射主動信號的低截獲性要求反而不高。雙基地聲吶獨特的探測優勢來源于接收站與發射站遠距離的分布及其天然的隱蔽性。一般認為接收站處于被動工作狀態難以被目標發現，然而在特定條件，目標通過檢測接收站散射的主動信號來探測接收站的能力，可以與接收站利用目標散射的主動信號來探測目標的能力相當。圖1為雙基地聲吶探測目標示意圖。表示距離，表示傳播損失，其中下角標1、2和3分別指發射站與接收站、發射站與目標和目標與接收站。為便于敘述，將到達目標處的主動信號稱為搜索信號，將到達接收站處的主動信號稱為直達信號，將接收站接收到的目標散射信號稱為目標信號，將目標接收到的接收站散射信號稱為暴露信號。將搜索信號、直達信號經歷的信道稱為搜索信道與直達信道，將目標信號與暴露信號經歷的信道稱為互通信道(本文中低截獲信號指原始信號經低截獲技術處理后獲得的發射信號)。

圖1 雙基地聲吶與目標示意圖

對于雙基地聲吶，接收站的優質因數為

目標截獲機截獲接收站散射信號的優質因數為

主動信號到達目標時(搜索信號)只受到單程傳播損失，信噪比較高，一旦目標成功截獲搜索信號，就可利用截獲的信號來檢測接收站的散射信號(暴露信號)，這種檢測模式與雙基地接收站檢測目標散射信號(目標信號)的機理是相同的。發射站采用全指向性發射時，對于接收站與目標的發射指向性指數是相同的。發射站進行波束掃描時，若目標位于發射站向接收站連線方向，則對于接收站與目標的發射指向性指數也是相同的。比較式(3)和式(4)，當目標與接收站是同類聲吶載體、目標強度與信號處理能力都相近、且發射指向性指數也相同時，則接收站與目標對彼此的探測能力大致相當。

綜上，盡管接收站工作于被動模式，但在一定條件下，仍可能因為散射主動信號而暴露，這將嚴重損害雙基地聲吶的探測優勢。因此，實現雙基地聲吶接收站散射信號的低截獲性變得極為重要。

2 基于發射聲屏蔽的雙基地聲吶低截獲技術

根據雙基地條件下的優質因數公式，單獨增大暴露信號在直達信道段的傳播損失，有助于降低目標截獲機的優質因數，提高雙基地聲吶對抗目標的能力。本文提出的雙基地聲吶低截獲技術，在發射站對寬帶主動信號做針對直達信道的預處理，屏蔽其在接收站處的響應，進而實現增大暴露信號傳播損失的目的。

2.1 雙基地聲吶多入單出系統直達信道估計

雙基地聲吶低截獲技術需要知道精確的直達信道信息。本文雙基地聲吶為多入單出系統，以下內容以4元發射陣為例，其示意圖如圖2所示。

圖2 雙基地聲吶探測目標示意圖

首先設計雙基地聲吶發射站的信道訓練信號，用以估計各發射陣元到接收站的子信道結構。采用空時碼信號[18]的表示形式，記原始發射信號(時域)為，E為單位矩陣，則發射站的信道訓練信號為

式(5)中：的行對應發射時間，列對應發射陣元。當發射時間間隔大于多途擴展時間時，經歷多入單出信道后，接收站接收信號為

記信道沖激響應函數的長度為，字典，觀測信號，迭代次數為。定義殘差為(=0，1,…,,0=)，定義索引集為()，表示空集。

第次迭代時，從字典中找出與觀測信號相關系數最大的原子，得到對應的索引

雙基地聲吶發射站到接收站的直達信號只經歷單程傳播損失，信噪比較高，利用信道訓練信號和OMP方法可以較好地估計出各子信道結構。下面以本文第3節中信道條件1下，發射站第二發射陣元到接收站的直達信道考察OMP法的信道估計效果。圖3為采用OMP法的信道估計結果，比較圖3(a)與3(b)可見，OMP法能準確地估計出多途信道的主要途徑，滿足發射聲屏蔽技術的需求。本文后續仿真中采用OMP法進行信道估計，仿真所用的估計信道均為20 dB信噪比下獲得。

(a) 實際信道

(b) 估計信道

圖3 實際信道與估計信道

Fig.3 The real channel and the estimated channel: (a) real channel; (b) estimated channel

2.2 雙基地聲吶低截獲預處理

聲屏蔽[23]源于時間反轉鏡技術，其區別于傳統陣列信號處理的地方在于聲屏蔽是對經歷特定傳播路徑的干擾信號進行屏蔽而非特定方向，聲屏蔽既可屏蔽其他方向的干擾[24]，也可屏蔽來自期望信號相同方向的干擾[25]。文獻[26]提出了在發射端實現聲屏蔽的方法，使聲屏蔽從被動走向主動，具備了新的應用前景。

根據2.1內容，可估計出雙基地聲吶發射站各陣元到接收站的直達信道響應。對應的直達信道在頻域可以表示為，，=1，2,…,。

利用估計的直達信道計算發射聲屏蔽的屏蔽權

雙基地聲吶原始寬帶發射信號為，其頻譜為，在頻域對原始信號進行預屏蔽處理

理想條件下，估計的信道等于真實直達信道。此時，低截獲信號經過直達信道，在接收站的信號響應為

2.3 散射信號模型

雙基地聲吶散射信號模型由兩段多途信道傳遞函數和一個散射函數組成。以暴露信號為例，圖1中主動信號首先經過直達信道到達接收站，受接收站散射后，再經互通信道傳播到目標處。

根據射線聲學理論，聲源信號沿不同的聲線途徑到達接收點，接收信號可以看做是所有經過接收點的聲線傳送信號的干涉疊加。忽略海水頻率吸收特性和色散現象，計算沿第條途徑到達信號的幅度A和時延，水聲多途信道的系統函數可表示為

仿真信道模型中，海底采用典型三參數海底模型[27]，海面平均波高為1 m，聲速剖面為實測數據。在給定的發射站、接收站和目標位置條件下，計算得到的直達信道，搜索信道，互通信道為。在較短的觀測時間內，水聲信道可以近似為時不變系統[28]。本文的研究內容基于時不變信道背景。

簡化雙基地聲吶散射信號模型：將接收站與目標均視為點源目標，每一根入射聲線在點源處發生全指向性散射，各向散射衰減系數相同，則目標與接收站處收到的暴露信號與目標信號可表示為

3 仿真分析

仿真所用的聲速剖面為海試實測數據，如圖4(a)所示。發射站、接收站及目標位置如圖2所示，其中垂直發射陣四個陣元布放深度為10、13、16、19 m。接收站與目標的位置信息如下：接收站與發射站距離m，深m，目標與發射站距離m，深m，目標與接收站距離m。

(a) 剖面1 (b) 剖面2

發射站1號陣元到接收站的直達信道與到目標的搜索信道如圖5所示，其中圖5(a)為直達信道，圖5(b)為搜索信道，兩者按各自最大途徑進行歸一化。直達信道與搜索信道的互相關系數小于0.25(參考信號為噪聲信號)，兩者不相關。

仿真采用兩種具有不同時頻特性的常用寬帶主動聲吶信號：噪聲調頻信號(Noise Frequency Modulation Signal，NFM)[29]和線性調頻脈沖信號(Linear Frequency Modulation Pulse Signal，LFM)。如圖6所示，NFM信號的瞬時頻率是寬帶的，信號的起始和結尾部分包含寬帶頻譜的全部；LFM信號的瞬時頻率是窄帶的，信號的起始和結尾部分僅包含寬帶頻譜的一部分。信號中心頻率為2.5 kHz，帶寬為3 kHz，脈寬為0.5 s。進行對比仿真實驗，比較采用雙基地聲吶低截獲技術前后，暴露信號與目標信號各自傳播損失()的相對變化(而非兩者之間的直接比較)。

(a) 直達信道

(b) 搜索信道

圖5 直達信道與搜索信道

Fig.5 The direct channel and the search channel: (a) direct channel; (b) search channel

(a) NFM信號

(b) LFM信號

圖6 信號時頻圖

Fig.6 The time frequency spectrum of acoustic signal: (a) NFM signal; (b) LFM signal

圖7為低截獲處理前后，目標處接收到的暴露信號波形。比較圖7(a)、7(c)與7(b)、7(d)可見，采用雙基地聲吶低截獲技術后，到達目標處的接收站散射信號(暴露信號)被顯著削弱。由圖7(c)、7(d)易見，暴露信號時域波形中段被抑制得較為干凈，而首尾兩端有殘留的信號成分。

(a) NFM信號，低截獲前 (b) LFM信號，低截獲前

(c) NFM信號，低截獲后 (d) LFM信號，低截獲后

圖7 低截獲處理前后暴露信號波形

Fig.7 The exposed signal wave before and after LPI processing: (a) NFM signal before LPI; (b) LFM signal before LPI; (c) NFM signal after LPI; (d) LFM signal after LPI

采用低截獲技術時，接收站處直達信號的時域表達形式為

可以看出，雙基地聲吶低截獲技術對直達信號在任一時刻的抑制是利用各子信道該時刻及其前面的多途路徑進行相互抵消實現的。直達信號起始部分是由主動信號起始部分經過多途信道起始途徑而得；前面沒有多途路徑，因而抑制效果略差。而直達信號結尾部分是由主動信號結尾部分經過多途信道結尾途徑而得，超出了前面多途路徑的作用范圍，因而抑制效果略差。圖7仿真中所用直達信道各子信道起始部分路徑較為密集且時刻較為接近，而結尾部分路徑較為疏松，從而直達信號起始部分的抑制效果優于結尾部分。直達信號經接收站散射傳播到達目標處，仍保持這種特性。

圖8為圖7結果的頻譜形式，NFM和LFM兩種具有不同時頻特性的信號對應的暴露信號頻譜特性也不盡相同(圖8(c)、8(d))。NFM信號在脈寬內頻率不隨時間單調變化，對應的暴露信號帶寬內各頻率成分被抑制得較為均勻；LFM信號在脈寬內頻率隨時間單調變化，對應的暴露信號帶寬內中間段頻率成分被抑制的效果優于NFM，而起始和結尾部分頻率成分的抑制效果弱于NFM。以上結果與圖7(c)、7 (d)可以相互印證。

圖9和圖10為目標信號在低截獲處理前后的波形與頻譜。比較低截獲處理前后的結果，可知，雙基地聲吶低截獲技術并未對目標信號產生明顯抑制。

(a) NFM信號，低截獲前 (b) LFM信號，低截獲前

(c) NFM信號，低截獲后 (d) LFM信號，低截獲后

圖8 低截獲處理前后暴露信號頻譜

Fig.8 The exposed signal spectrum before and after LPI processing: (a) NFM signal before LPI; (b) LFM signal before LPI; (c) NFM signal after LPI; (d) LFM signal after LPI

(a) NFM信號，低截獲前 (b) LFM信號，低截獲前

c) NFM信號，低截獲后 (d) LFM信號，低截獲后

圖9 低截獲處理前后目標信號波形

Fig.9 The target signal wave before and after LPI processing (a) NFM signal before LPI; (b) LFM signal before LPI; (c) NFM signal after LPI; (d) LFM signal after LPI

(a) NFM信號，低截獲前 (b) LFM信號，低截獲前

(c) NFM信號，低截獲后 (d) LFM信號，低截獲后

圖10 低截獲處理前后目標信號頻譜

Fig.10 The target signal spectrum before and after LPI processing: (a) NFM signal before LPI; (b) LFM signal before LPI; (c) NFM signal after LPI; (d) LFM signal after LPI

統計暴露信號與目標信號在低截獲處理前后的能量衰減情況。保持發射站布放條件不變，表1給出了六組雙基地接收站與目標的分布情況，其中條件1～3使用聲速剖面1(見圖4(a))，條件4～6使用聲速剖面2(見圖4(b))，即表1共給出了六組不同信道條件。

表2和表3為表1信道條件下的信號衰減級與衰減增益。對于暴露信號，除采用LFM在條件2下衰減級低于15 dB，其余條件下衰減級均高于15 dB，部分結果高于20 dB，低截獲技術顯著增大了暴露信號的傳播衰減；而對于目標信號，衰減級在±1 dB內，低截獲技術對目標信號的傳播衰減沒有明顯的作用。結合不同信道條件下的衰減增益結果，低截獲技術有利于提升雙基地聲吶的水聲對抗能力。

根據表2和表3結果，低截獲技術對NFM和LMF兩類信號的抑制效果總體上并無明顯的高低關系，但考慮到避免信號能量在時頻軸分布過于集中有利于提高信號的低截獲性，結合圖7結果，雙基地聲吶低截獲技術更適用于NFM類時頻特性的信號。

表1 接收站及目標的位置參數(m)

表2 聲速剖面1下的衰減級 (dB)

表3 聲速剖面2下的衰減級 (dB)

4 結論

采用低截獲技術時，接收站散射信號的傳播損失大幅增加，而目標散射信號則不受明顯影響。接收站散射信號時域波形中段多途路徑相互抵消較充分，抑制效果良好，起始和結尾部分抑制效果較差。頻域抑制特性與信號的時頻特性有關，與信號時域抑制結果相對應。NFM類頻譜隨時間非單調變化信號較LFM類頻譜隨時間單調變化信號更適用于雙基地低截獲技術。雙基地聲吶低截獲技術實現了接收站散射信號的低截獲性，提升了雙基地聲吶的水聲對抗能力。以往低截獲波形設計方法主要通過改變信號的混沌性，增加截獲機檢測難度，并未降低被截獲信號的總能量，而本文提出的雙基地聲吶低截獲技術利用直達信道特征，降低了被目標截獲信號的信噪比。

[1] Stove A G, Hume A L, Baker C J. Low probability of intercept radar strategies[J]. IEE Proceedings-Radar, Sonar and Navigation, 2004, 151(5): 249-260.

[2] Shi C G, Zhou J J, Wang F. Low probability of intercept optimization for radar network based on mutual information[C]//Signal and Information Processing (ChinaSIP), 2014 IEEE China Summit & International Conference on. IEEE, 2014: 683-687.

[3] 李宇, 黃海寧, 薛山花, 等. 低截獲探測聲吶技術研究[C]//2005 年全國水聲學學術會議論文集, 武夷山, 2005: 165-167. LI Yu, HUANG Haining, XUE Shanhua, et al. Technique for low probability of sonar[C]//The 2005 National Conference on Underwater Acoustics Proceedings, Wuyishan, 2005: 165-167.

[4] Yang T C, Yang W B. Low probability of detection underwater acoustic communications using direct-sequence spread spectrum[J]. J. Acoust. Soc. Am., 2008, 124(6): 3632-3647.

[5] 王燕, 韓成龍, 范展, 等. 一種低截獲水聲遙控信號的設計方法及性能分析[J]. 聲學技術, 2014, 33(3): 260-264. WANG Yan, HAN Chenglong, FAN Zhan, et al. The design and performance analysis of a low intercept probability signal for underwater acoustic remote control[J]. Technical Acoustics, 2014, 33(3): 260-264.

[6] Wicker K, Arens E. New sonar technologies using lower sound pressure levels[J]. J. Acoust. Soc. Am., 1999, 105(2): 1171-1171.

[7] Willett P, Reinert J, Lynch R. LPI waveforms for active sonar[C]//Aerospace Conference, 2004. Proceedings. 2004 IEEE. IEEE, 2004, 4: 2236-2248.

[8] Park J D, Miller D J, Doherty J F, et al. A study on the feasibility of low probability of intercept sonar[C]//Information Sciences and Systems, 2009. CISS 2009. 43rd Annual Conference on. IEEE, 2009: 284-289.

[9] Park J D, Miller D J, Doherty J F, et al. A feasibility study on the low probability of intercept sonar[J]. J. Acoust. Soc. Am., 2010, 127(3): 1998-1998.

[10] 何惠江, 劉軍凱, 劉雪辰, 等. 聲吶低截獲技術方法與策略研究[J]. 魚雷技術, 2010, 18(2): 99-103.HE Huiiang, LIU Junkai, LIU Xuechen, et al. Techniques for low probability of intercept sonar[J]. Torpedo Technology, 2010, 18(2): 99-103.

[11] 魏玉華, 關成彬, 劉磊. 低截獲主動聲吶信號特征研究[J]. 兵工自動化, 2010, 29(5): 74-76. WEI Yuhua, GUAN Chengbin, LIU Lei. Research on signal characteristics of low interception active sonar[J]. Ordnance Industry Automation, 2010, 29(5): 74-76.

[12] Lynch R S, Willett P K, Reinert J M. Some analysis of the LPI concept for active sonar[J]. IEEE Journal of Oceanic Engineering, 2012, 37(3): 446-455.

[13] Marszal J, Salamon R. Silent sonar for maritime security applications[C]//Proceedings of Meetings on Acoustics. Acoustical Society of America, 2013, 17(1): 070082.

[14] Marszal J. Experimental study of silent sonar[J]. Archives of Acoustics, 2014, 39(1): 103-115.

[15] 馮奇, 王英民. 巴克碼在復合聲吶信號中的應用[J]. 太赫茲科學與電子信息學報, 2014,12 (4): 579-583. FENG Qi, WANG Yingmin. Simulation on application of barker code in complex sonar signals[J]. Journal of Terahertz Science and Electronic Information Technology, 2014, 12(4): 579-583.

[16] 馮西安, 張楊梅, 蘇建軍. 基于 Costas 編碼脈沖串的低截獲聲吶波形設計方法[J]. 西北工業大學學報, 2014, 32(6): 882-887. FENG Xian, ZHANG Yangmei, SU Jianjun. Waveform design for low interception active sonar based on costas sequence[J]. Journal of Northwestern Polytechnical University, 2014, 32(6): 882-887.

[17] SHENG X, LU J, DONG W, et al. The research on the coverage area of multistatic sonar under various work modes[J]. J. Acoust. Soc. Am., 2014, 135(4): 2298-2298.

[18] 生雪莉, 蘆嘉, 凌青, 等. 多基地空時碼探測信號設計及時反相關檢測技術[J]. 物理學報, 2014, 63(5): 204-212. SHENG Xueli, LU Jia, LING Qing, et al. Design of multistatic sonar space-time code detection signal and time reversal copy- correlation detection technology[J]. Acta Phys. Sin. 2014, 63(5): 204-212.

[19] 殷敬偉. 多途信道中 Pattern 時延差編碼水聲通信研究[D]. 哈爾濱: 哈爾濱工程大學, 2007. YIN Jingwei. A study of Pattern time delay shift coding communication in underwater acoustic multipath channel[D]. Harbin: Harbin Engineering University, 2007.

[20] Cotter S F, Rao B D. Sparse channel estimation via matching pursuit with application to equalization[J]. IEEE Transactions on Communications, 2002, 50(3): 374-377.

[21] 邴璐, 王偉遠, 王永良, 等. 基于貪婪稀疏方法的心臟磁場源重構[J]. 物理學報, 2013, 62(11): 550-558. BING Lu, WANG Weiyuan, WANG Yongliang, et al. MCG source reconstruction based on greedy sparse method[J]. Acta Phys. Sin., 2013, 62(11): 550-558.

[22] 王哲, 王秉中. 壓縮感知理論在矩量法中的應用[J]. 物理學報, 2014, 63(12): 14-20. WANG Zhe, WANG Bingzhong. Application of compressed sensing theory in the metho d of moments[J]. Acta Phys. Sin. 2014, 63(12): 14-20.

[23] Song H C, Hodgkiss W S, Kuperman W A, et al. Experimental demonstration of adaptive reverberation nulling using time reversal[J]. J. Acoust. Soc. Am., 2005, 118(3): 1381-1387.

[24] 惠俊英, 王大宇, 張光普, 等. 聲屏蔽水下多址接入研究[J]. 兵工學報, 2010, 31(6): 703-709. HUI Junying, WANG Dayu, ZHANG Guangpu, et al. Research on underwater multiple access based on acoustic shielding[J]. Acta Armamentarii, 2010, 31(6): 703-709.

[25] 惠俊英, 余赟, 惠娟, 等. 多途信道中聲屏蔽及聲聚焦[J]. 哈爾濱工程大學學報, 2009, 30(3): 299-306. HUI Junying, YU Yun, HUI Juan, et al. Acoustic shielding and acoustic focusing[J]. Journal of Harbin Engineering University, 2009, 30(3): 299-306.

[26] 蘆嘉, 生雪莉, 凌青, 等. 雙基地聲吶發射聲屏蔽技術[J]. 哈爾濱工程大學學報, 2015, 36 (9): 23-28. LU Jia, SHENG Xueli, LING Qing, et al. Transmission shielding technology for bistatic sonar [J]. Journal of Harbin Engineering University, 2015, 36(9): 23-28.

[27] 汪德昭，尚爾昌. 水聲學[M]. 2版. 北京: 科學出版社, 2013. WANG Dezhan, SHANG Erchang. Underwater acoustics[M]. 2ndEdition. Beijing: Science Press, 2013.

[28] 惠俊英, 生雪莉. 水下聲信道[M]. 哈爾濱: 哈爾濱工程大學出版社, 2011. HUI Junying, SHENG Xueli. Marine navigation systems[M]. Harbin: Harbin Engineering Universtiy Press, 2011.

[29] 郭瑞, 蔡志明, 姚直象. 主動聲吶寬帶噪聲調頻信號分析[J]. 海軍工程大學學報, 2012 24(5): 18-21. GUO Rui, CAI Zhiming, YAO Zhixiang. Analysis of wide-band noise frequency modulation signal in active soanr[J]. Journal of Naval University of Engineering, 2012, 24(5): 18-21.

Low probability interception of scattered wave from the receiving station of bistaitc soanr

LU Jia1,2, SHENG Xue-li1,2, SHI Ya-li1,2, YIN Jing-wei1,2, GUO Long-xiang1,2, LU Dian1,2

(1.Acoustic Science and Technology Laboratory, Harbin Engineering University, Harbin 150001,Heilongjiang, China;2. College of Underwater Acoustic Engineering, Harbin Engineering University, Harbin 150001,Heilongjiang, China)

To avoid the risk that the receiving station may be exposed due to scattering the active signal, the bistatic low probability of interception (LPI) technique based on acoustic shielding technique is proposed. Utilizing the acoustic multi-path feature of the direct signal, the original signals are pre-processed by acoustic shielding at the transmitting station to get the LPI transmitting signals of bistatic sonar. Simulation results show that: compared with original signal, when transmitting the LPI signal, the interception signal received by the target attenuates significantly; the middle part of the interception signal attenuates more than the both sides of the interception signal do in time domain; however, the target scattering signal received by the receiving station essentially unchanged. The proposed LPI technique enhances the anti-intercept ability of the scattering signal from the receiving station and reduces the quality factor of the target without affecting that of the receiving station. And, the proposed LPI technique helps the receiving station to maintain stealth and improves the underwater-acoustical countermeasure ability of the bistatic sonar. The traditional LPI waveform designs only change the signal power distribution along the time-frequency axis and the chaos characteristic to increase the complexity of detecting signal. The proposed method really reduces the energy of the interception signal. The proposed method can apply to all kinds of broadband signal and provides a new idea for LPI sonar.

bistatic sonar; scattered wave from the received station; low probability of interception; transmitted acoustic shielding

TB56

A

1000-3630(2017)-05-0423-08

10.16300/j.cnki.1000-3630.2017.05.005

2017-01-05;

2017-03-09

國家自然科學基金資助項目(51509059)

蘆嘉(1987－), 男, 黑龍江哈爾濱人, 博士研究生, 研究方向為雙/多基地聲吶。

生雪莉, E-mail: shengxueli@aliyun.com