基于FPGA的壓電換能器阻抗檢測系統設計

長春理工大學 古先毅

基于FPGA的壓電換能器阻抗檢測系統設計

長春理工大學 古先毅

本論文首先分析了壓電換能器阻抗受溫度、預應力的影響情況，闡明實時檢測其阻抗的重要性，設計了基于FPGA的實時檢測壓電換能器阻抗的硬件電路，主要分為阻抗模檢測電路、阻抗角檢測電路，并由FPGA并行控制兩路AD采集阻抗模數據及阻抗角數據，實時處理數據，提升了實時檢測壓電換能器阻抗的準確度，為壓電換能器的動態匹配提供可靠的數據。

FPGA；壓電換能器；阻抗檢測

1 引言

隨著壓電換能器在各個領域的應用，如超聲清洗、超聲熱鍵合、超聲切割等等，如何高效地驅動壓電換能器始終是研究熱點之一。國內大量文獻大多以研究動態匹配使壓電換能器達到阻抗匹配的方法為主，自鮑善惠[1]提出了動態匹配的概念，強調了效率的重要性，國內對動態匹配的研究持續不斷，朱武[2]等針對靜態夾持電容隨溫變化的特性提出通過切換數字電感的方式提升匹配效率，孔權[3]通過C8051F015在線檢測阻抗并用步進電機調節匹配網絡達到諧振和變阻的目的，鐘龍[4]設計了基于STM32的動態阻抗匹配超聲波電源，僅跟蹤了諧振頻率，并未動態調節匹配電路，楊芳[5]同樣采用單片機來檢測壓電換能器阻抗并通過切換電感，使壓電換能器實時阻抗匹配。壓電換能器應用場合不一樣時，阻抗變化的情況不好一一分析，故本文設計了基于FPGA的壓電換能器檢測系統，降低阻抗角與阻抗模數據可能存在的不對應性，可精確地檢測壓電換能器阻抗，為調節匹配電路提供數據依據，從而提高匹配效率，使壓電超聲換能器高效地工作。

2 壓電換能器實時阻抗檢測意義

壓電換能器的材料為壓電陶瓷，壓電陶瓷只有在某一溫度范圍才具有壓電性能，當溫度達到居里點時，壓電陶瓷內部的電疇結構即告解體，失去壓電性能，因此溫度是影響其電學性質的一大外界因數，而大功率發射型換能器在工作時常常產生大量損耗以熱量形式散失導致壓電換能器阻抗變化，機械耦合系數降低等危害，同時根據正壓電效應，預應力可以使壓電體表面形變從而形成電場，因此預應力也是引起壓電換能器阻抗變化的因素。分析壓電換能器特性常采用力電類比等效電路的方法，壓電換能器作為一種電聲相互轉換的機械振動器件，在諧振頻率附近的等效電路如圖1所示[6]：

圖1 壓電換能器等效電路

其中C0是靜態電容，Cm是動態電容，Lm是動態電感，Rm是動態電阻。

等效電路中的各參量變化受溫度與預應力等因數的變化，文獻[7]給出了等效參量隨溫度及預應力變化的情況，靜態電容隨溫度升高而增大，隨預應力增大而增大，動態電容隨溫度升高而增大，動態電感隨溫度升高而減小，動態電阻隨溫度升高而增大，預應力合理時動態電阻最小。因此在不同的情況下壓電換能器實際阻抗變化不同，所以靜態阻抗匹配難以滿足要求，需要實時檢測其阻抗后動態切換匹配電感實現效率最大化，若測量所得的阻抗不準確，而導致切換串聯匹配電感不相符，效率可能降至更低，因此精確檢測壓電換能器阻抗在動態匹配時至關重要。

3 壓電換能器阻抗檢測電路設計

測量阻抗的方法主要有諧振法、電橋法、矢量法。諧振法和電橋法需要手動調節，不支持在線檢測，雖然測量精度較高，但不能滿足壓電換能器實時檢測的要求，因此選擇矢量法在線檢測壓電換能器的阻抗，測量精度高，可基本滿足一般檢測要求。在正弦交流電路中，等效電路阻抗值為電壓向量與電流向量的比值，其表達式為：

圖2 阻抗檢測電路框圖

功率放大器放大激勵信號用以驅動壓電換能器，采樣電阻選用1Ω/5W的功率電阻，則采樣電阻上的電壓大小即為實際電流的大小，該信號相位即是電流相位。衰減電路用以調節信號幅度，使其滿足AD采樣芯片的輸入范圍。濾波電路為低通濾波器用以濾除高頻干擾，降低干擾造成采樣有誤。AD采樣芯片選用AD9280，AD9280是一款單芯片、8位、32MSPS模數轉換器（ADC），采用單電源供電，內置一個片內采樣保持放大器和基準電壓源。它采用多級差分流水線架構，數據速率達32MSPS，在整個工作溫度范圍內保證無失碼。大部分功率型壓電換能器的工作頻率均小于1MHz，根據采樣定理的要求，此芯片可滿足對阻抗模檢測的需求。為簡化電路，除了電壓信號在采樣之前經過10倍衰減外，電流、電壓信號的ADC采樣電路可一致均如圖3所示。

圖3 AD采樣電路

阻抗角是計算過零比較得到加載在壓電換能器上的電壓電流信號的相位差，通過角度轉換得到阻抗角，得到相位差的方法通常有函數計算法、DFT變換法和過零計數法，前兩者通常用軟件實現，計算相對復雜，FPGA內部實現算法復雜，而過零計數法可通過硬件實現，FPGA內部實現簡單，精度高，成本低。

圖4 過零計數法過程

本文過零計數法的實現過程大致如圖4所示，首先采樣得到電流正弦波信號a及電壓正弦波信號b，再通過過零比較器整形成電流方波信號c及電壓方波信號d，再將信號c和信號d異或后得到相位差信號e。同時通過系統時鐘計算相位差信號高電平持續時間，計數記為Np，而對整個信號周期計數記為Nf，則相位角為：

實際運用時大部分大功率壓電超聲換能器的諧振頻率小于1MHz，本論文設計電路時選擇響應時間小于1us的過零比較器較為合適，LM393為雙路通用比較器芯片，可同時對電壓信號及電流信號進行過零比較，此芯片高增益，寬頻帶，相應速度快，OD門輸出，輸出負載電阻能銜接在可允許電源電壓范圍內的任何電源電壓上，不受Vcc端電壓值的限制，使用比較靈活。電壓電流信號過零比較電路如下圖5所示，圖5中電位器RP2及RP3用作調節比較器的參考電壓，以防信號零點偏移，導致輸出的波形不準確。

圖5 過零比較電路

阻抗檢測電路實物如圖6所示，阻抗檢測電路主要包括FPGA的配置部分、電源部分、阻抗模檢測部分、阻抗角檢測部分。

4 基于FPGA實現數據采集及處理

本文選用Altera公司的CycloneIV系列的EP4CE6F17C8作為硬件核心，并行控制兩路AD的數據采集，同時采集其相位關系，準確度高，可靠性高。FPGA內部時鐘clk通過PLL分頻到ADC所需要的采樣時鐘ADC_CLK，并同時提供給兩路ADC作為采集時鐘，在一個采集周期內將電壓信號及電流信號采集到FIFO，并分別均方根有效值處理，相除即可得到此次采集周期內加載在換能器上的阻抗模，同時在這個采集周期內電壓及電流相位信號經過過零計數法，采集多組相位數據，平均處理后得到此周期的相位角，FPGA內部實現過程基本框架如圖7所示：

圖6 阻抗檢測電路

圖7 FPGA內部結構設計

選用經矢量網絡分析儀測試的某換能器，其諧振頻率為1MHz、阻抗模71Ω，阻抗角為-110.33°，通過本系統測量該換能器所得的阻抗模為80Ω。阻抗角為-108°。多次測量數據后，得到此系統阻抗模測量精度為±10%，阻抗角測量精度為±2%，可較好地為壓電換能器動態匹配提供實時阻抗參數。

5 結論

本論文闡明了壓電換能器動態阻抗匹配時實時阻抗檢測精確度的必要性，設計了運用矢量法實時檢測壓電換能器阻抗的硬件電路，此電路以FPGA為核心，運用了FPGA并行的特點，同時檢測同一時間的阻抗模及阻抗角，提高阻抗模與阻抗角相互對應性，系統阻抗模測量精度達到±10%，阻抗角測量精度達到±2%。為壓電換能器動態匹配電路總體設計鋪墊，使動態匹配更加精準，提升了壓電換能器發射效率及其使用壽命。

[1]鮑善惠．壓電換能器的動態匹配[J]．應用聲學,1998,17(2)：16-20．

[2]朱武,張佳民,金長善,蔡鶴皋．基于數字電感的壓電換能器動態匹配的研究[J]．應用聲學,2000,19(2)：31-34．

[3]孔權．壓電換能器自動阻抗匹配系統的設計[D]．重慶：重慶醫科大學,2009．

[4]鐘龍．基于動態阻抗匹配的超聲電源設計與研究[D]．北京：北京交通大學,2015．

[5]楊芳．超聲換能器系統的動態匹配研究[D]．哈爾濱：哈爾濱工業大學,2015．

[6]牛金海．超聲原理及生物醫學工程應用[M]．上海：上海交通大學出版社,2017：83．

[7]胡新偉．大功率壓電超聲換能器的非線性研究[D]．陜西：陜西師范大學,2007．

古先毅（1994—），男，江西贛州人，碩士研究生，研究方向：FPGA設計、電路設計。