一種大功率電源組件輔助電源的技術(shù)設(shè)計(jì)

周 鑫，查文琦，張 帥，曾婭琪

(中國(guó)船舶重工集團(tuán)公司第七二四研究所，南京 211153)

一種大功率電源組件輔助電源的技術(shù)設(shè)計(jì)

周 鑫，查文琦，張 帥，曾婭琪

(中國(guó)船舶重工集團(tuán)公司第七二四研究所，南京 211153)

論述了輔助電源的工作原理，詳細(xì)介紹了一種反激式開(kāi)關(guān)電源的技術(shù)設(shè)計(jì)，并對(duì)設(shè)計(jì)關(guān)鍵點(diǎn)作出分析。通過(guò)測(cè)試得到的信號(hào)波形說(shuō)明了本方法設(shè)計(jì)出的開(kāi)關(guān)電源可以減小紋波和提高電源效率，保證電壓的穩(wěn)定輸出。

相控陣?yán)走_(dá)；發(fā)射系統(tǒng)；輔助電源；反激變換器；電流控制模式；震蕩分析；交叉調(diào)整率

0 引 言

電源組件對(duì)整個(gè)相控陣?yán)走_(dá)發(fā)射系統(tǒng)的可靠性具有重要意義，其中輔助電源作為電源組件內(nèi)部不可或缺的一部分，其功率相對(duì)較小，為組件控制電路及功率驅(qū)動(dòng)等提供可靠能量保障。輔助電源具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)。結(jié)合工程實(shí)際，輔助電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用單端反激式變換器。[1]

1 技術(shù)設(shè)計(jì)

1.1 技術(shù)原理分析

圖1給出了反激變換器的主電路圖。反激變換器主要由功率開(kāi)關(guān)管Q、整流二極管D、電容C和變壓器構(gòu)成。功率開(kāi)關(guān)管按PWM方式工作。變壓器包括原邊繞組W1和副邊繞組W2，兩繞組要緊密耦合。原邊繞組W1實(shí)質(zhì)上是耦合電感，用普通導(dǎo)磁材料鐵芯時(shí)必須有氣隙，以保證在最大負(fù)載電流時(shí)鐵芯不飽和。反激變換器由于電路簡(jiǎn)潔，元器件較少，適合于多路輸出場(chǎng)合使用。

圖1 反激變換器主電路圖

反激電路可以看作隔離的Buck/Boost電路。在反激電路中，輸出變壓器除了實(shí)現(xiàn)電隔離和電壓匹配外還有儲(chǔ)存能量的作用，前者是變壓器的屬性，后者是電感的屬性。當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，變壓器原邊電感電流開(kāi)始上升，此時(shí)由于次級(jí)同名端的關(guān)系，輸出二極管截止，變壓器儲(chǔ)存能量，負(fù)載由輸出電容提供能量。當(dāng)開(kāi)關(guān)管截止時(shí)，變壓器原邊電感感應(yīng)電壓反向，此時(shí)輸出二極管導(dǎo)通，變壓器中的能量經(jīng)由輸出二極管向負(fù)載供電，同時(shí)對(duì)電容充電，補(bǔ)充剛剛損失的能量。反激變換器也有電流連續(xù)CCM(Continuous Current Mode)和電流斷續(xù)DCM(Discontinuous Current Mode)兩種工作方式。反激變壓器是耦合電感，其原邊繞組W1的自感L1的電流因Q的關(guān)斷不可能連續(xù)。反激變換器電流連續(xù)工作方式是指變壓器兩個(gè)繞組的合成安匝在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中不為零，而電流斷續(xù)是指合成安匝在Q的關(guān)斷期間內(nèi)有一段時(shí)間為零。圖2所示為兩種工作模式下的理想波形，其中，Ug為功率開(kāi)關(guān)管Q的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，UT為功率開(kāi)關(guān)管Q的漏源級(jí)端電壓波形，UL2為副邊繞組W2的電壓波形，IL1為變壓器的初級(jí)電流波形，IL2為變壓器的次級(jí)電流波形。[2-3]

圖2 反激變換器CCM(a)和DCM(b)工作模式

1.2 設(shè)計(jì)說(shuō)明

1.2.1 系統(tǒng)構(gòu)成

工程實(shí)際技術(shù)指標(biāo)：

(1) 輸入：150 ～ 400 VAC/50 Hz±1%；

(2) 輸出直流電壓：±12.0 V/0.5 A；5.0 V/2.0 A；15.0 V/1.0 A；

(3) 具有寬幅輸入，缺相保護(hù)；

(4) 紋波：≤ 1%(5.0 V/2.0 A)；≤2%(±12.0 V/0.5 A；15.0 V/1.0 A)；

(5) 效率：≥90%。

根據(jù)以上工程實(shí)際技術(shù)指標(biāo)選定反激變換器工作在電流斷續(xù)工作模式。電源電路主要由單端反激式變換電路和PWM控制電路兩部分組成。技術(shù)設(shè)計(jì)整體思路是：時(shí)鐘信號(hào)以一個(gè)固定的頻率來(lái)啟動(dòng)電源脈沖，當(dāng)電流反饋的模擬量達(dá)到由誤差信號(hào)所確定的門(mén)限時(shí)，脈沖將被終止。誤差信號(hào)以這種方式實(shí)際上起到了控制峰值電流反饋量的作用。這與傳統(tǒng)方案截然不同，后者由誤差信號(hào)直接控制脈沖寬度，而不考慮原邊電感器電流。通過(guò)使用電流模式控制獲得了一些性能優(yōu)勢(shì)，實(shí)現(xiàn)了一種輸入電壓前饋特性，即控制電路能夠即刻校正輸入電壓偏差，而不會(huì)耗盡任何誤差放大器的動(dòng)態(tài)范圍。系統(tǒng)框圖如圖3所示。

圖3 反激式開(kāi)關(guān)電源的系統(tǒng)框圖

該系統(tǒng)采用了電流電壓雙閉環(huán)串級(jí)結(jié)構(gòu)，內(nèi)部是電流環(huán)，外部是電壓環(huán)。控制原理是：給定的電壓與從輸出反饋回的電壓進(jìn)行比較，得到的電壓誤差經(jīng)電壓調(diào)節(jié)器輸出作為另一個(gè)給定的電壓信號(hào)。該信號(hào)與經(jīng)電阻采樣反映電流變化的信號(hào)進(jìn)行比較，輸出一個(gè)可調(diào)節(jié)占空比的PWM脈沖信號(hào)，從而使得輸出的電壓信號(hào)保持恒定。電流型PWM控制器的優(yōu)點(diǎn)是：電壓調(diào)整率好、負(fù)載調(diào)整率好、系統(tǒng)穩(wěn)定性好。UC3845是Unitrode公司生產(chǎn)的一種高性能固定頻率電流型PWM控制器，主要包括誤差放大器、PWM比較器、PWM鎖存器、振蕩器、內(nèi)部基準(zhǔn)電壓和欠壓鎖定單元等幾部分。UC3845是單端輸出，可直接驅(qū)動(dòng)晶體管和MOSFET，具有管腳數(shù)量少、外圍電路簡(jiǎn)單、安裝和調(diào)試方便、性能優(yōu)良、價(jià)格低廉等優(yōu)點(diǎn)。

1.2.2 工作模式分析

穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，Q導(dǎo)通時(shí)鐵芯磁通Φ的增長(zhǎng)量ΔΦ(+)必須等于Q關(guān)斷時(shí)的減少量ΔΦ(-)，即ΔΦ(+)=ΔΦ(-)。以Dy表示占空比，Ts表示開(kāi)關(guān)周期，Vin和Vo分別表示輸入和輸出電壓，則有ΔΦ(+)=DyTsVin/W1，ΔΦ(-)=(1-Dy)TsVo/W2，由此可得

(1)

此時(shí)原邊繞組W1的電流最大值為Ipmax=DyTsVin/L1，則流過(guò)整流二極管D的最大電流值為Ismax=DyTsVin/L1，負(fù)載電流Io=0.5(1-Dy)Ismax。則有

(2)

上式表明電感電流斷續(xù)時(shí)，Vo/Vin不僅與Dy有關(guān)，而且還和負(fù)載電流Io大小有關(guān)。Dy一定時(shí)，減小Io，則輸出電壓升高。

結(jié)合技術(shù)指標(biāo)要求和前文分析，所設(shè)計(jì)的輔助電源電路如圖4所示。圖中，T1為高頻變壓器，經(jīng)EMI濾波處理后的三相輸入電壓經(jīng)整流濾波為約500 V的直流電壓。R6為限流電阻，抑制開(kāi)機(jī)浪涌電流。R1和R4為啟動(dòng)電阻，通過(guò)啟動(dòng)電阻對(duì)C11啟動(dòng)電容的充電完成UC3845的第一次啟動(dòng)，之后由輔助繞組提供UC3845的供電電壓。電路的工作頻率由定時(shí)電阻R11和定時(shí)電容C23決定，實(shí)際應(yīng)用中設(shè)定開(kāi)關(guān)頻率f= 1.8/(RTCT)≈ 80 kHz。電阻R2、R3，以及電容C2和二極管V7構(gòu)成RCD吸收緩沖回路，以消除變壓器的漏感及導(dǎo)線(xiàn)的分布電感中的電流在開(kāi)關(guān)管上產(chǎn)生的電壓尖峰。R5為輔助繞組的限流電阻，為UC3845內(nèi)部的鉗位穩(wěn)壓管提供一個(gè)限流電阻，同時(shí)限制啟動(dòng)電容的充電電流。電阻R7和R12為電壓取樣電阻，作為電壓誤差放大器的反相輸入端。電阻R13為原邊電流取樣電阻，選用金屬氧化物薄膜無(wú)感電阻器。電阻R10和電容C22構(gòu)成RC濾波網(wǎng)絡(luò)，以消除由高頻變壓器繞組間的分布電容和輸出整流二級(jí)管反向恢復(fù)時(shí)間所引起的電流尖峰，濾波網(wǎng)絡(luò)的選定依據(jù)是RC時(shí)間常數(shù)約等于電流尖峰的震蕩持續(xù)時(shí)間。二極管V4、V6、V11和V13為副邊輸出整流二極管。電容C4、C9、C15和C18構(gòu)成第一級(jí)濾波電容器，用以吸收交流紋波電流。電感L1、L2、L3和L4與后面的濾波電容構(gòu)成第二級(jí)LC低通濾波器。整機(jī)工作過(guò)程就是通過(guò)對(duì)輔助繞組的電壓反饋和對(duì)原邊電感的電流反饋的雙環(huán)串級(jí)控制以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。

圖4 反激式開(kāi)關(guān)電源電路圖

1.3 關(guān)鍵點(diǎn)分析

1.3.1 開(kāi)關(guān)管端電壓波形分析

開(kāi)關(guān)管在關(guān)斷期間承受的電壓VDS主要分為3部分，輸入直流電壓VDC、副邊反射電壓VRO和變壓器漏感電壓Vlk，即VDS=VDC+VRO+Vlk，如圖5紅色箭頭所示。圖中，VRO是因原邊開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，副邊二極管導(dǎo)通，輸出電壓通過(guò)變壓器副邊反射到原邊的電壓(VoW1/W2)。大多數(shù)反激電源中，由于匝比較大，因此即使采用合理的方法，漏感也只能控制在初級(jí)電感的2%左右，故變壓器漏感電壓Vlk是不可消除的。因變壓器的漏感和開(kāi)關(guān)管的等效結(jié)電容等因素，在電流斷續(xù)工作模式下，開(kāi)關(guān)管的端電壓波形會(huì)出現(xiàn)兩處震蕩，如圖5實(shí)測(cè)的開(kāi)關(guān)管端電壓波形所示。第1處震蕩主要由變壓器漏感引起的，主要是變壓器漏感LK、原邊等效分布電容CP、等效反射電壓源VRO和開(kāi)關(guān)管等效結(jié)電容CDS在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間形成的阻尼震蕩，其等效電路如圖5黑色箭頭所示。第2處震蕩是電流斷續(xù)時(shí)的震蕩，主要來(lái)自于原邊電感LM，因副邊電流為零，原邊電感沒(méi)有了反射電壓嵌位，故引起原邊電感和CDS的震蕩，其等效電路如圖5藍(lán)色箭頭所示。

圖5 震蕩處等效電路圖

1.3.2 RCD吸收緩沖電路的設(shè)計(jì)

如圖5所示，漏感與勵(lì)磁電感串聯(lián)，勵(lì)磁電感存儲(chǔ)的能量可通過(guò)變壓器耦合到副邊，而漏感因?yàn)椴获詈希誓芰坎荒軅鬟f到副邊。因此，在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，漏感將通過(guò)寄生電容釋放能量，引起電路電壓過(guò)沖和震蕩，影響電路工作性能。

單周期內(nèi)漏感中的能量可表示為Elk= 0.5LKIp2，其中Ip為開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)的峰值電流。可以認(rèn)為在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)候吸收電容C2的電壓很快升高到設(shè)計(jì)的最高值，然后二極管V7截止，電容上電壓通過(guò)電阻R2和R3放電，電壓會(huì)越來(lái)越低。在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間內(nèi)，要保證電容上電壓不會(huì)低于反射電壓VRO。如果電阻放電過(guò)快在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間內(nèi)電容上電壓降低到反射電壓，那么RCD吸收電容及電阻就等效并聯(lián)在了變壓器的副邊，消耗的將是期望傳遞到副邊的能量，將降低工作效率。

設(shè)定期望的過(guò)充電壓為V1，在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電容上的電壓恰好放電到反射電壓VRO，這樣可以計(jì)算吸收電容的數(shù)值Cs。這是因?yàn)樵诿總€(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，電容電壓變化產(chǎn)生的能量差與漏感中的能量基本是一致的，則有

(3)

其中，漏感LK是可以測(cè)量的，Ip也是可以計(jì)算的，反射電壓VRO是已知的，因此就可以計(jì)算吸收電容的值Cs。確定吸收電容后，可以根據(jù)電容的放電公式計(jì)算吸收電阻。電容放電公式：

V1=VRO*exp(-t/τ)

其中t為截止期時(shí)間(按照最小占空比計(jì)算)，根據(jù)上式可以計(jì)算τ值，然后根據(jù)公式τ=RC來(lái)計(jì)算吸收電阻。圖6為緩沖電容C2和變壓器原邊的電壓波形。

圖6 緩沖電容和變壓器原邊的電壓波形

1.3.3 輸出電路參數(shù)的計(jì)算

由于所設(shè)計(jì)的反激式開(kāi)關(guān)電源的能量傳遞必須通過(guò)變壓器轉(zhuǎn)換實(shí)現(xiàn)，變壓器的初次級(jí)兩側(cè)的開(kāi)關(guān)(功率開(kāi)關(guān)管和整流二極管)均工作在電流斷續(xù)狀態(tài)，故其輸出電流的交流分量需要由輸出濾波電容來(lái)吸收。對(duì)應(yīng)輸出整流二極管和濾波電容器的電流波形如圖7所示。

圖7 輸出整流二極管和輸出濾波電容的電流波形

由圖7可以得到流過(guò)輸出整流二極管的電流峰值IrecM與平均值Io、有效值Irecrms的關(guān)系為

(4)

其中Dmax表示輸出整流二極管的最大導(dǎo)通占空比。式(4)表明隨著輸出整流二極管導(dǎo)通占空比的減小，相同輸出電流平均值對(duì)應(yīng)的電流峰值、電流有效值會(huì)增加。關(guān)于紋波電壓的問(wèn)題，如果要求輸出紋波較低，可以增加輸出濾波電容。較好的辦法是在輸出端附近加一小型LC噪聲濾波器，取代原來(lái)昂貴的低內(nèi)阻電容。

1.3.4 交叉調(diào)整率

在多路輸出反激變換器的應(yīng)用中，交叉調(diào)整率是一個(gè)重要的限制因素。由于導(dǎo)通期間變壓器原邊電感的儲(chǔ)能作用，在導(dǎo)通結(jié)束時(shí)輸入電流將達(dá)到某一最大峰值。當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，該電流將轉(zhuǎn)變?yōu)榇渭?jí)電流。理解交叉調(diào)整率的關(guān)鍵點(diǎn)就是這個(gè)轉(zhuǎn)變的電流在各次級(jí)間是如何分配的。影響和改善交叉調(diào)整率的主要因素包括以下幾方面[4]：

(1) 反饋繞組的選定

實(shí)際上大部分的初級(jí)電流將傳遞到漏感最小的次級(jí)輸出，如果該輸出沒(méi)有用于反饋控制，那么將出現(xiàn)過(guò)沖現(xiàn)象。如果該輸出用于反饋，那么占空比將會(huì)減小，從而將會(huì)降低其他輸出。

(2) 增加輔助的二次穩(wěn)壓電路

另一個(gè)對(duì)交叉調(diào)整率起重要作用的因素是非反饋輸出繞組的匝數(shù)選取。為了保證輸出在一定的偏差范圍內(nèi)，常常需要增加或減少匝數(shù)以調(diào)整反饋輸出。為使各輸出保持在各自的指標(biāo)范圍內(nèi)，將會(huì)增加選擇和測(cè)試的時(shí)間，通常對(duì)幾組超出偏差范圍的輸出增加線(xiàn)性開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓。

(3) 次級(jí)輸出繞組串聯(lián)電感

通過(guò)在次級(jí)輸出繞組串聯(lián)電感可解決該問(wèn)題可解決該問(wèn)題，電感可以控制開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)的次級(jí)電流變化率。通過(guò)控制變化率，電壓和負(fù)載交叉調(diào)整率都可獲得顯著改善，其中串聯(lián)的電感值要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于副邊繞組折射的漏感值。

2 測(cè)試結(jié)果

2.1 測(cè)試數(shù)據(jù)

電源開(kāi)關(guān)頻率為80 kHz，試驗(yàn)測(cè)得主要的數(shù)據(jù)：紋波34 mV(5.0 V/2.0 A)，158 mV(±12.0 V/0.5 A)，180 mV(15.0 V/1.0 A)，效率93%(滿(mǎn)載條件下)，滿(mǎn)足技術(shù)指標(biāo)要求。

2.2 測(cè)試波形

圖8為實(shí)際測(cè)得的開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形和其對(duì)應(yīng)的端電壓波形。圖9為開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形和其對(duì)應(yīng)的電流采樣波形。

圖8 開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形和端電壓波形

圖9 開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形和電流采樣波形

3 結(jié)束語(yǔ)

在脈寬調(diào)制開(kāi)關(guān)變換器中引入電流模式控制可大大減少控制回路所遇到的各種問(wèn)題，尤其對(duì)于完全能量轉(zhuǎn)換方式。由于輔助繞組作為閉環(huán)控制，對(duì)其的控制必然同時(shí)影響所有的輸出電壓，當(dāng)某一輸出調(diào)整率要求較高時(shí)，可以在該副邊輸出端加用三端線(xiàn)性集成穩(wěn)壓器。

[1] 張占松，蔡宣三. 開(kāi)關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)[M]. 北京：電子工業(yè)出版社，2001.

[2] 阮新波，嚴(yán)仰光. 直流開(kāi)關(guān)電源的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)[M]. 北京：科學(xué)出版社，2000.

[3] Abraham I. Pressman, Keith Billings, Taylor Mor-ey. Switching Power Supply Design (Third Edition)[M]. 北京：電子工業(yè)出版社，2010.

[4] 楊恒. 開(kāi)關(guān)電源典型設(shè)計(jì)實(shí)例精選[M]. 北京：中國(guó)電力出版社，2007.

Technical design of an auxiliary power supply on high-power power supply module

ZHOU Xin, ZHA Wen-qi, ZHANG Shuai, ZENG Ya-qi

(No. 724 Research Institute of CSIC, Nanjing 211153)

The working principle of an auxiliary power supply is elaborated, and the technical design of a flyback switching power supply is introduced in details with the key factors analyzed. From the test signal waveforms, it is demonstrated that the design method can reduce the switching power supply ripples, improve the power efficiency, and ensure stable voltage output.

phased array radar; transmission system; auxiliary power supply; flyback converter; current control mode; shock analysis; cross regulation

TN86

A

1009-0401(2017)04-0035-05

2017-10-10

周鑫(1989-)，男，工程師，碩士，研究方向：雷達(dá)發(fā)射與電源技術(shù)；查文琦(1990-)，男，工程師，碩士，研究方向：雷達(dá)發(fā)射與電源技術(shù)；張帥(1989-)，男，工程師，碩士，研究方向：雷達(dá)發(fā)射與電源技術(shù)；曾婭琪(1991-)，女，工程師，碩士，研究方向：雷達(dá)發(fā)射與電源技術(shù)。