一種方同軸線雙耦合結構的寬帶移相器

陳良圣，李祥菊,2，王群杰，謝 輝

(1. 安徽博微長安電子有限公司，安徽 六安 237010；2. 中國電子科技集團公司第三十八研究所，合肥 230088；3. 空軍駐合肥地區軍事代表室，合肥 230000)

一種方同軸線雙耦合結構的寬帶移相器

陳良圣1，李祥菊1,2，王群杰1，謝 輝3

(1. 安徽博微長安電子有限公司，安徽 六安 237010；2. 中國電子科技集團公司第三十八研究所，合肥 230088；3. 空軍駐合肥地區軍事代表室，合肥 230000)

基于Schiffman移相器，設計了一種2～6 GHz方同軸線雙耦合結構的寬帶移相器。該移相器可以實現90°的移相量。通過仿真設計，該移相器在3倍帶寬內其模型具有較好的移相精度，且駐波和損耗也較小，驗證了該方案的可行性。

Schiffman移相器；方同軸線；寬帶

0 引 言

在雷達、微波通信系統中，移相器是一種基本元器件，對系統有著重要的作用。隨著系統的高集成度和超寬帶需求越來越廣泛，移相器也向著小型化、寬帶方向發展。自Schiffman工程師在1958年研發出Schiffman移相模型[1-2]后，國內外眾多學者和工程技術人員都對其進行了研究。文獻[3]介紹了一種微帶結構的兩個耦合線平行相連的Schiffman模型，移相器相對帶寬為80%，移相精度小于±10°。文獻[4]提出了一種基于懸置微帶線結構的Schiffman移相器，在34～44 GHz內實現了45°相移，相對帶寬為26%，功率容量為5 W。文獻[5]介紹了一款基于Schiffman模型改進形式的X波段帶狀線移相器，在6～18 GHz內實現了90°相移，帶內損耗≤1 dB，駐波<2.2。

本文介紹了一種基于Schiffman移相模型的方同軸線雙耦合結構的寬帶移相器。它可以在2～6 GHz三倍頻內實現90°移相，相對帶寬為100%，優于文獻[3] 和文獻[4]。此外，與文獻[4]中的模型相比，由于采用同軸線結構，該移相器的耐功率為205 W，駐波優于1.3，損耗優于0.15 dB，相應指標優于文獻[5]。

1 方同軸線

與常見的同軸線類似，方同軸線[6]是由兩根同軸的方形導體構成的導行系統，結構如圖1所示。其內外導體均為金屬，外導體內壁邊長為2a，內導體邊長為2b。

圖1 方同軸線的結構

文獻[6]對方同軸線的特性阻抗和傳輸損耗進行了詳細的分析計算，給出了其特性阻抗計算公式以及特性阻抗與方同軸線尺寸的關系，見圖2所示。

圖2 特性阻抗與方同軸線尺寸的關系

(1)

其中εr為相對介電常數，μr為相對磁導率，c=a-b/2。

根據微放電效應[7]，方同軸線內的擊穿電壓Umax和極限功率為

(2)

(3)

其中，d=a-b，m是電子的質量,e是電子的電量，?是初級電子相角，f是工作頻率。

本文選用的方同軸線內外導體邊長分別為2b=1.24 mm，2a=3.1 mm，端口阻抗Z0=50 Ω，根據式(2)和(3)可得該方同軸線的擊穿電壓Umax=143 V，極限功率Pmax=205 W。

2 Schiffman移相器

Schiffman移相器是一種寬帶差分移相器，由兩條傳輸線組成，一條是參考傳輸線，另一條是彎折的邊緣耦合的傳輸線。

圖3 Schiffman移相器的結構

圖4 雙耦合線Schiffman移相器的結構

耦合線的輸入阻抗ZI和相移量?可以由下式計算：

(4)

?=cos-1((ρ-tan2θ)/(ρ+tan2θ))

(5)

其中，ρ=Z0e/Z0o，Z0e是耦合線的偶模特性阻抗，Z0o是耦合線的奇模特性阻抗。θ=βl是耦合線的電長度。

耦合度C與耦合線阻抗的關系為

(6)

選擇合適的耦合線長度和間距，利用耦合傳輸線的非線性相位特性和參考傳輸線的線性相位特性，二者相位相減，可得Schiffman移相器的差分相移Δ?：

(7)

其中，ρ=Z0e/Z0o，Kθ是參考傳輸線的電長度，K是參考傳輸線長度與耦合線長度的比值。

本文選用的雙耦合線Schiffman移相器，其結構如圖4所示，其差分相移Δ?為

(8)

本文設計的移相模型中，參考線的耦合度C1=21 dB，耦合線的耦合度C2=7 dB，根據式(4)可得ρ1=1.2,ρ2=2.6，則兩條耦合線的奇偶模阻抗為

3 仿真設計

方同軸線內外導體均為金屬導體，考慮到移相器的尺寸和可加工性，內導體邊長2b=1.24 mm，端口阻抗Z0=50 Ω，則外導體內邊長2a=3.1 mm，介質支撐材料為聚四氟乙烯。具體設計步驟如下：

(1) 根據方同軸線端口阻抗Z0和工程要求，確定2a,2b；

(2) 根據參考線和耦合線耦合度C1,C2，計算出ρ1,ρ2，進而得到兩條耦合線的奇偶模阻抗Z0e1,Z0o1,Z0e2，Z0o2；

(3) 根據奇偶模阻抗計算得出參考線和耦合線耦合段的寬度w1=1.4 mm，w2=0.8 mm和縫隙寬度d1=1.7 mm，d2=0.35 mm；

(4) 利用HFSS軟件進行建模，如圖5。優化耦合段的切角、長度l1,l2、線寬w1,w2和縫間距d1,d2，使結果達到最佳。

圖5 模型

通過優化得到仿真結果如圖6所示。從圖中可以看出，在頻帶內移相起伏≤±7°，VSWR≤1.3，損耗≤0.15 dB。

圖6 移相精度

圖7 端口駐波

圖8 損耗

4 結束語

本文基于Schiffman移相模型設計改進的移相器，對相關參數進行理論計算和HFSS軟件的仿真設計。從仿真結果可以看出，該移相器在3倍帶寬內，實現了90°的移相，移相精度≤±7°，VSWR≤1.3，損耗≤0.15 dB，驗證了該方案的可行性。

[1] Schiffman B M．A New Class of Broad-Band Microwave 90-Degree Phase Shifters[J]．IRE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1958，6(2)：232-237．

[2] Quirarte J L R，Starski J P．Synthesis of Schiffman phase shifters[J]．IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1991，39(11)：1885-1889．

[3] Quirarte J L R，Starski J P．Novel Schiffman phase shifters[J]．IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1993，41(1)：9-14．

[4] 王建，陳春紅，鄧曉東，吳文．基于懸置帶線結構的毫米波移相器設計[J]．微波學報，2012(6)：155-157．

[5] 邢君，白明強，李暢游．一款X波段帶狀線移相器的設計[J]．艦船電子工程，2016(10)：170-172．

[6] 曹桂明，王積勤．方同軸線的特性分析[J]．上海航天，2003(2)：27-29．

[7] Wu CB，Sun Q F，Luo Y H，etal. Studies of Multipactor Threshold in Square Coaxial Lines[J]．Proceedings of 2000 ISAPE，2000：422- 425．

A broadband phase shifter with a square coaxial line double coupling structure

CHEN Liang-sheng1, LI Xiang-ju1,2, WANG Qun-jie1, XIE Hui3

(1. An’hui Bwchangan Electronics Co., Ltd., Lu’an 237010, China; 2. No. 38 Research Institute of CETC, Hefei 230088; 3. Military Representatives Office of the PLA Air Force in Hefei, Hefei 230000)

A broadband phase shifter with a square coaxial line double coupling structure is designed based on the Schiffman phase shifter at the frequency of 2～6 GHz. The phase shifter can obtain 90°phase shift. Through the simulation design, the phase shifter has better phase-shifting accuracy and less standing wave and loss in triple bandwidth, which verifies the feasibility of the scheme.

Schiffman phase shifter; square coaxial line; broadband

TN95

A

1009-0401(2017)04-0044-03

2017-10-22；

2017-10-29

陳良圣(1984-)，男，工程師，研究方向：陣列天線、微波網絡；李祥菊(1985-)，女，工程師，研究方向：雷達天饋系統；王群杰(1975-)，男，高級工程師，研究方向：雷達天饋系統；謝輝(1979-)，男，碩士，研究方向：雷達系統工程。