DC-DC轉換器高集成度片上軟啟動電路

楊 驍，李靖坤，徐錦里，陳國晏，婁付軍，李 浩

(1. 華僑大學信息科學與工程學院 福建 廈門 361021；2. 女王大學電氣與計算機系 加拿大 安大略省 金士頓 K7L 5C9)

開關DC-DC轉換器具有效率高、功耗低、體積小特點，已廣泛地應用在便攜式電子產品中。DC-DC轉換器開始工作時，其輸出電壓值較小，反饋信號使得誤差放大器工作在非平衡狀態，功率開關管長時間導通，電感上產生浪涌電流[1-2]。軟啟動電路可以解決該問題，它通過控制功率開關管導通占空比來限制電感電流，從而消除浪涌電流，使輸出電壓平穩上升，無過沖[3-6]。

軟起動電路通常包括兩部分：斜坡電壓產生電路和軟啟動控制電路。傳統斜坡電壓產生電路利用恒定電流對片外大電容進行充電來實現緩慢上升的斜坡電壓信號，增加了芯片的面積和管腳數目[7]。為了提高集成度，出現了各種可片內集成的斜坡產生電路。文獻[8-9]采用nA級微小電流對片上電容充電實現緩慢上升的斜坡電壓，但是微小電流難以精確控制，容易受工藝影響。文獻[10-11]采用數字DAC控制方式來產生斜坡電壓，即通過多位計數器控制電流鏡陣列流過電阻得到斜坡電壓[10]或通過多位計數器控制電流源流過電阻陣列得到斜坡電壓[11]，其電路較復雜有毛刺出現，并且隨斜坡電壓精度的提高其電路規模大大增加。傳統軟啟動控制方法是在啟動初始階段用緩慢上升的斜坡信號替代誤差放大器的輸入參考電壓，控制功率開關管的導通時間逐漸增加，電感電流和輸出電壓緩慢上升，當斜坡信號增大到參考電壓值后，控制開關把誤差放大器的輸入信號從斜坡信號切換到參考電壓信號，實現從啟動階段到穩定工作狀態的切換[10,12]。從文獻[10,12]的測試結果可以看出，該方法在切換時刻電感電流會出現明顯的波動，過渡不夠平滑；同時該方法除了斜坡信號產生電路外還需要額外的電路。

本文提出了一種新穎的軟啟動電路，其中斜坡電壓產生電路采用脈沖吞咽技術和窄脈沖充電技術，以小電容實現了緩慢上升的斜坡電壓；只在傳統誤差放大器中增加兩個晶體管便實現了從啟動狀態自動平滑地過渡到穩定狀態的軟起動控制，無需開關切換且無額外功耗。整個軟起動電路簡單易實現，功耗低。

1 峰值電流模升壓型轉換器電路

本文峰值電流模升壓型DC-DC轉換器電路框圖如圖1所示，采用輕載時從開關脈沖寬度調制(pulse width modulation, PWM)模式切換到省電模式的控制方式來提高輕載轉換效率[13-14]。轉換器基本工作原理如下：輸出電壓Vo經過電阻R1、R2分壓后產生反饋信號VFB，參考電壓VREF與反饋信號VFB之間的差值經誤差放大器放大后得到誤差放大信號VEA；斜坡補償電流ISLOPE、采樣電流ISEN、直流工作點設置電流IREF求和后流經電阻R4產生電壓信號VS。當誤差放大輸出電壓VEA小于VS時，產生一個高電平脈沖，RS鎖存器輸出端Q變為低電平，關斷開關功率管MN，實現對輸出電壓和電感電流的控制。比較器COMP翻轉的臨界電壓VS可表示為：

式中，ISLOPE為斜坡補償電流；ISEN_PEAK為電感的峰值電流；IREF為基準電流，給比較器COMP提供直流工作點。由式(1)可得，當斜坡補償電流ISLOPE和直流工作點電流IREF確定后，電感的峰值電流ISEN_PEAK決定了比較器COMP翻轉的臨界電壓VS。因此誤差放大器輸出電壓VEA能夠控制電感流過的最大峰值電流。本文中提出的軟啟動電路包括斜坡產生電路和軟啟動控制電路，如圖1所示。在軟啟動初始階段使誤差放大器輸出電壓VEA跟隨斜坡信號VRAMP緩慢上升(此時誤差放大器工作在非平衡狀態)；當轉換器輸出電壓上升到預定值后，誤差放大器工作在平衡狀態，其輸出電壓VEA自動地不再跟隨VRAMP信號上升，而是穩定在系統穩定工作時所對應的值，整個過程無需進行開關切換，自動平穩地從啟動階段過渡到穩定工作狀態。

圖1 峰值電流模升壓型DC-DC轉換器框圖

2 軟啟動電路設計

2.1 斜坡電壓產生電路

若采用恒定電流對電容充電來產生斜坡電壓，在小電容值條件下，要得到緩慢上升的斜坡電壓，需采用nA級的微小電流來實現，如此微小的電流源難以精確控制，容易受工藝影響。設計思想是采用脈沖電流對電容進行充電，使其等效的平均充電電流很小，從而實現小的上升斜率。本文斜坡產生電路首先產生如圖2a所示的窄脈沖信號，然后在N個窄脈沖中吞咽掉(N-1)個窄脈沖，如圖2b所示；再采用該窄脈沖對電容充電，產生如圖2c所示的緩慢階梯上升的斜坡電壓。若窄脈沖寬度為Ton，周期為T，N個窄脈沖被吞咽掉(N-1)個脈沖，充電電流為I，充電電容為C，斜坡電壓上升斜率可表示為：

圖2 斜坡電壓產生電路設計思想

由于Ton/NT的比值很小，即充電的平均電流很小，從而可以采用小電容實現緩慢上升的斜坡電壓。

基于上述設計思路，本文斜坡電壓產生電路由窄脈沖產生電路、脈沖吞咽電路和脈沖充電電路3部分組成，如圖3所示。其工作原理如下：使能信號VEN為低電平時，與非門NAND輸出高電平，MP1關斷，整個電路不工作，同時反相器INV1輸出高電平，MN12管導通，施密特觸發器SMIT1輸出信號VTR為高電平；當使能信號VEN高電平有效后，與非門NAND輸出低電平使MP1導通，電流偏置電路MN1～MN5、NM7以及MP2～MP4導通工作，電容C2通過MN7管進行放電，反相器INV2輸出信號VCP為低電平，使與門AND輸出低電平，MN6關斷，電流I1對電容C1充電。電容C1的電壓VC1逐漸上升，當上升到使MN8管導通后，MN8管與MN7管構成源跟隨器結構，VC2跟隨VC1逐漸增大。VC2增大到施密特觸發器SMIT2的正向閾值電壓VH后，SMIT2輸出發生翻轉，VCP變為高電平使與門AND的輸出變為高電平，MN6管導通對電容C1進行放電，其電壓VC1迅速減小，從而使得MN8管關斷，MN7管以電流I2對電容C2進行放電，電容C2電壓VC2逐漸減小。當VC2減小到SMIT2負向閾值電壓VL后，SMIT2輸出發生翻轉，VCP變為低電平并使與門AND輸出低電平關斷MN6管，電流I1通過MP3管再次對電容C1充電。如此反復，電容C1和C2上的電壓VC1、VC2為三角波波形。其中電容C2上的電壓VC2經過施密特觸發器SMIT2和反相器INV2整形后，輸出周期性的窄脈沖信號VCP，其周期可表示為：

式中，Ton為窄脈沖寬度；I1為電流源MP3管的電流；I2為電流源MN7管的電流；VH、VL分別為施密特觸發器SMIT2的正向閾值電壓和負向閾值電壓。

圖3中間虛線框內為脈沖吞咽電路，其輸入信號為窄脈沖信號VCP，輸出信號為VPULSE。D觸發器輸出信號Q0、Q1分別為窄脈沖信號VCP的2、4分頻信號，將Q0、Q1與VCP信號經過3輸入與門AND3，便實現了每4個VCP窄脈沖中3個脈沖被吞咽。

圖3右邊虛線框內為窄脈沖充電電路，其工作原理如下：使能信號VEN高電平有效時，反相器INV1輸出低電平，MN12關斷；當VPULSE為高電平時，MN13導通對電容C3充電，充電電流大小為I3，斜坡電壓信號VRAMP上升；當VPULSE為低電平時，MN13關斷，VRAMP保持不變，從而實現了緩慢上升的階梯斜坡電壓。當VRAMP增大到施密特觸發器SMIT1的正向閾值電壓后，其輸出信號VTR變為低電平使MP5管導通，VRAMP被上拉至電源電壓；同時VTR控制與非門NAND輸出高電平使MP1關斷，整個斜坡電壓產生電路自動關閉。斜坡電壓VRAMP較小時，MN9～MN11管導通為電容C3充電，使VRAMP能夠快速上升；當VRAMP增大到一定值時，MN9～MN11自動關斷，僅電流源I3對電容C3實行脈沖充電，此時由式(2)、式(3)可得斜坡電壓臺階幅度為：

上升斜率為：

圖3 本文提出的斜坡電壓產生電路

2.2 帶軟啟動功能的誤差放大器電路

圖4為本文帶軟啟功能的誤差放大器，其電路是在經典兩級運算放大器的基礎上增加MN5管和MN6管實現。虛線框內為圖1中的鉗位電路，放在此圖中是為了描述方便。圖中VFB為轉換器的反饋電壓，VREF為參考電壓，VRAMP為斜坡電壓，VEA為誤差放大器輸出信號，VEA_MIN為設定最小電感峰值電流的控制電壓，偏置電流關系為I1=2I2=Iss。軟啟動控制電路工作原理如下：啟動開始時，斜坡電壓VRAMP較小，MN5管關斷， MP4、 MP5管為電流鏡且均關斷，輸出電壓VEA接近于0。由于VEA小于VEA_MIN，由OTA和MN7管構成的低電壓鉗位電路工作，即OTA的輸出升高使MN7管導通，VEA鉗在VEA_MIN。當斜坡電壓VRAMP增大到使MN5導通后，緩慢上升的斜坡電壓VRAMP使得MN1/MN5/MP4支路電流逐漸增大，同時MP5管電流也逐漸增大(MP4、MP5管構成電流鏡)。當流過MP5管的電流大于MN4管的下拉電流時，VEA升高，鉗位電路失去作用，誤差放大器輸出信號VEA由斜坡電壓VRAMP控制，其值可表示為：

即實現誤差放大器輸出信號VEA跟隨VRAMP。緩慢上升的VEA信號通過PWM調制電路控制功率開關管導通時間逐漸增加，轉換器輸出電壓Vo和電感電流緩慢增大，直到轉換器輸出電壓Vo接近期望值，使得反饋信號VFB接近參考電壓VREF，誤差放大器工作在平衡狀態，VEA逐漸穩定在轉換器穩定工作時所對應的VEA值，轉換器自動平穩地過渡到穩定工作狀態。此后斜坡電壓VRAMP繼續上升，增大到預定值后，斜坡產生電路將自動關斷，同時VRAMP被拉到電源電壓，MN5管工作在深線性區，其漏源電壓差極小，對誤差放大器的性能影響較小。

圖4 帶軟啟動功能的誤差放大器電路

3 仿真結果及討論

該軟啟動電路集成到峰值電流模升壓型DC-DC開關轉換器中，電路采用CSMC 0.5 μm BCD工藝實現。本設計中，斜坡電壓產生電路中的偏置電流IBIAS=0.8 μA, 電流I1、I2、I3分別為0.2、4、0.2 μA，電容C1、C2、C3分別為0.4、0.2、2.5 pF，總計3.1 pF。輸入電壓3.5 V，輸出電壓12 V，電感為10 μH，輸出電容為20 μF，負載為30 Ω的電阻。圖5為斜坡電壓產生電路仿真波形圖(典型工藝角，溫度27 ℃)，其中VC1為電容C1電壓波形，VC2為電容C2電壓波形，VCP為脈沖吞咽電路輸入信號，VPULSE為脈沖吞咽電路輸出信號，VRAMP為輸出斜坡電壓，實現了斜率為0.18 mV/μs，臺階幅度為5.04 mV的斜坡電壓。在各種不同工藝角(ff,fs,tt,sf,ss)和溫度(-40～120 ℃)條件下仿真結果表明，斜坡電壓VRAMP的斜率變化范圍為(0.15～0.2 mV/μs)，臺階幅度變化范圍為(4.4～5.4 mV)。

圖6為軟啟動過程的仿真波形圖，從上至下依次為軟啟動使能信號VEN，誤差放大器輸出信號VEA和斜坡電壓信號VRAMP，電感電流IL以及轉換器輸出信號Vo。在軟啟動使能信號VEN有效后的T1時間段，斜坡產生電路中的MN9～MN11管導通，為電容C3提供額外的充電電流，斜坡電壓信號VRAMP迅速上升；同時誤差放大器輸出信號VEA被鉗位于VEA_MIN。當斜坡電壓VRAMP增大到一定值后， MN9～MN11關斷，只有電流源I3對電容C3實行脈沖充電，斜坡電壓VRAMP以恒定的斜率上升。T2時間段，斜坡電壓VRAMP使誤差放大器中MN5管導通后，誤差放大器輸出電壓VEA跟隨斜坡電壓緩慢上升，控制輸出電壓Vo和電感峰值電流IL緩慢上升。T3時間段，輸出電壓Vo增大到期望值12 V附近，誤差放大器逐漸工作在平衡狀態，誤差放大器輸出信號VEA不再隨斜坡電壓VRAMP的升高而增大，而是逐漸穩定在轉換器穩定工作時所對應的電壓VEA，轉換器平穩過渡到穩定工作狀態。此后，VRAMP上升到大于斜坡電壓產生電路中施密特觸發器SMIT2的正向閾值電壓后，VRAMP被拉到電源電壓，斜坡產生電路被關斷。

圖5 斜坡電壓產生電路仿真波形

斜坡信號VRAMP每個臺階變化周期轉換器的工作過程如下：當VRAMP上升一個臺階高度時，PWM輸出信號占空比產生一個階躍，功率開關管導通時間增加，電感電流變大，電流檢測電路檢測電流并反饋到PWM輸入端，形成負反饋，使功率開關管導通時間穩定到與VRAMP信號大小相對應的值。電流環路的響應速度非常快，1～2個開關周期內即可穩定。穩定后，斜坡信號VRAMP保持不變，每個開關周期功率開關管導通的時間不變，電感存儲相同的能量對濾波電容進行充電，輸出電壓以相同幅度上升(不考慮負載電流隨輸出電壓上升而變大的影響)，直到斜坡信號的下一個跳變周期。因此斜坡信號VRAMP值越大，濾波電容越小，輸出電壓上升越快，所需軟啟動時間越短。但是若斜坡信號上升斜率過大(即斜坡信號VRAMP短時間內達到一個很大的值)，電感電流迅速增加，濾波電容電壓迅速上升，當輸出電壓達到預定值后，誤差放大器開始工作，電壓環路形成閉環，誤差放大器輸出電壓VEA不再受斜坡信號VRAMP的控制，而是迅速變小，導致電感電流急劇下降甚至降為0，啟動過程將產生大的浪涌電流。對于相同斜率的斜坡信號，濾波電容越大，輸出電壓上升的速度越慢，其達到預定值的時間越長，則輸出電壓達到預定值時所對應的斜坡信號VRAMP值越大，電感電流越大，產生的浪涌電流越大。因此斜坡信號上升斜率越大、濾波電容越大則啟動過程中產生的浪涌電流越大，即轉換器系統所允許的浪涌電流和紋波大小(紋波越小，濾波電容越大)決定了斜坡信號的上升斜率和啟動時間。

圖6 軟啟動仿真波形

對于相同斜率的斜坡信號，根據式(3)～式(5)可以有不同的實現方式：大的臺階幅度和大的吞咽數或小的臺階幅度和小的吞咽數。假設兩種實現方式的臺階幅度的比值為M，則大臺階幅度斜坡信號的時間周期TL=MTS，TS為小臺階幅度斜坡信號的時間周期。啟動過程中，對于大臺階幅度的斜坡信號電感電流跳變幅度大，啟動過程不夠平滑，但啟動時間短；小臺階幅度的斜坡信號電感電流跳變幅度小，啟動比較平滑，但啟動時間長。因為斜率相同，在M值不是很大的情況下，這兩種方式所產生的最大浪涌電流和啟動時間差別不大。由式(3)和式(4)可知，在不改變窄脈沖信號VCP周期的情況下(即電容C1、C2不變)，脈沖吞咽數每增加一倍，相應地臺階幅度增加一倍(保持斜率不變)，則電容C3的面積減小一倍， D觸發器增加一個。當電容C3面積較大時(臺階幅度較小時)，增加脈沖吞咽數，則電容C3面積減小量相當可觀，并且臺階幅度絕對值增加量較小，對啟動過程中平穩性影響較小；但是當電容C3面積已經較小，此時再增加脈沖吞咽數，電容C3面積減小量非常有限，反而臺階幅度絕對值增大幅度較大，導致啟動過程中電感電流跳變幅度增大，啟動過程不平滑。通常設定脈沖吞咽數使電容C3的值減小到pF級是個合適的選擇。

采用CSMC 0.5 μm 2P3M BCD工藝進行版圖設計，軟啟動電路版圖如圖7所示，其面積為210×89 μm2。

圖7 軟啟動電路版圖

本文軟啟動電路中的斜坡產生電路非常靈活，可以選擇不同的吞咽脈沖數和臺階幅度來滿足不同的應用要求，并且可以在電路面積與啟動的平穩度能達到很好的折中。相對文獻[6-8]采用電流對電容充電產生斜坡信號的方法而言，本文斜坡產生電路在對啟動平穩度影響較小的情況下，極大地減小了電路面積；由于高精度DAC實現難度大，電路復雜，文獻[3,10-12]采用的DAC產生斜坡信號的方法使得斜坡信號的最小臺階幅度受到限制，不適合于對啟動過程平穩度要求高的應用。文獻[10,12]軟啟動電路所產生的臺階幅度均為8 mV，其版圖面積分別為0.04 mm2和 0.043 mm2，若要進一步減小臺階幅度，其電路復雜程度和面積將大幅度增加。相比而言，本文軟啟動電路的臺階幅度為5 mV，版圖面積為0.018 mm2，消耗的面積較小，并且避免了由于DAC計數器最高位從“0”變為“1”，其他低位從“1”變為“0”時產生的毛刺現象。同時本文軟啟動電路在傳統誤差放大器基礎上僅增加兩個晶體管就實現了軟啟動控制，軟啟動過程無需開關切換，避免了開關切換引起的電感電流的擾動。

4 結 束 語

本文提出了一種新穎的軟啟動電路，實現了從啟動狀態自動平滑地過渡到穩定狀態，電感電流和輸出電壓平穩上升，無浪涌電流和電壓過沖現象出現。該電路簡單靈活易實現，便于片上集成。

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