基于DSP的無刷直流電動機控制裝置設計

趙文龍， 歐陽明長， 程若發， 鄭禮超

(南昌航空大學 信息工程學院，南昌 330063)

0 引 言

無刷直流電動機又稱永磁無刷電動機，它是隨著現代電子技術高速發展而出現的一種新型機電一體化電動機，是電力電子技術、電動機技術和控制理論相結合的產物，現已廣泛應用在航天、計算機外圍設備、工業和民用等場合。由于其經過電子換向能得到類似于直流電動機的運動特性，有較好的可控性、寬調速范圍和更高的效率而逐步地取代現有的有刷直流電動機[1]。

雖然無刷直流電動機控制技術已經趨于成熟，應用范圍極其廣泛，但是高校電力拖動實驗與計算機控制系統實驗教學現狀還遠遠沒有發展到此種程度，因此將無刷直流電動機控制技術納入高校實驗教學課程就顯得尤為必要[2]。很多學者致力于研究無刷直流電動機的控制方法[3-6]，大部分以快速、易實現且控制效果好的PID控制方法為主，都能達到很好的控制效果。其中，文獻[3-4]中運用了轉速調節器對電動機進行閉環控制，沒有加入電流調節器。文獻[5]中僅討論了電流閉環控制。文獻[6]中雖采用了雙閉環控制，但沒有基于硬件平臺實現與上位機監控。上述研究多采用仿真試驗方式，此種方式雖方便易行，但是實物對象控制往往顯得更加復雜，控制效果與仿真存在較大差異，欲想得知仿真實驗控制效果理想與否還需實驗裝置進行驗證并通過上位機得知實驗效果。基于此，本文設計了一套完整的可以用于試驗教學的無刷直流電動機控制裝置，為高校開展電力拖動實驗和計算機控制系統實驗教學提供了良好的基礎。

1 系統整體設計方案

1.1 系統整體組成結構

無刷直流電動機控制裝置整體結構如圖1所示，系統大體可分為TMS320F28335主控模塊、無刷直流電動機模塊、全橋驅動模塊、直流電源模塊、通信模塊、母線電流和母線電壓檢測模塊等。

圖1 系統整體結構圖

裝置采用TMS320F28335為核心控制器，設計了一個帶有電氣隔離、過壓過流保護的小功率無刷直流電動機控制裝置。為了更好地實時監測電動機運行狀態和分析系統的動態性能，設計了上位機軟件直觀地監測電動機的母線電壓、母線電流、轉速給定和響應波形曲線。

1.2 調速控制策略

采用雙閉環控制策略，外環為速度環，內環為電流環[7]。外環采用數字增量式PI調節，內環采用PID調節，如圖2所示。調節器的輸出為PWM信號，作為隔離PWM逆變器的輸入，控制電動機轉動[8]。

圖2 調速控制原理圖

2 無刷直流電動機機械特性

為了方便定量分析，能突出問題的主要方面，做出如下假設：①不考慮電動機繞組電感和互感;②不考慮電樞反應對氣隙磁場的影響;③不考慮轉子的感應電流效應;④功率開關可用其等效電路代替。

無刷電動機在一個完整的工作周期內總是可以劃分為若干個對稱的狀態角，因此只須考察它的一個狀態角內的一個等效電路就有足夠的代表性。首先假設有：

(1)

式中:u為直流母線電壓;D表示PWM占空比;ΔU為MOS管導通壓降;rm為電動機繞組內阻;rg為MOS管導通電阻。

基于式(1)畫出一個狀態角內簡化模型的等效電路圖,如圖3所示。

圖3 簡化模型等效電路圖

由圖3運用基爾霍夫電壓定律可以列出電壓平衡方程為:

U*=Ee+iRe

(2)

考慮到不同的無刷直流電動機有不同的反電動勢波形，將等效電路的反電動勢Ee以函數形式表示為:

Ee=EmF(θ),θ∈θZ

(3)

式中:Em為反電動勢幅值(V)，

Em=KeΩ

(4)

Ke為等效繞組反電動勢系數(V/(rad·s-1))，Ω為轉子機械角速度(rad/s)。

轉子輸出機械功率為W1，設氣隙電磁功率為W2，有:

TeΩ=W1

(5)

Eei=W2

(6)

由能量守恒，有W1=W2。式(5)中Te為電磁轉矩瞬時值(N·m)。

上述各式代入式(2)推導可以得到瞬時電流表達式為:

(7)

瞬時電磁轉矩為:

(8)

計算在狀態角θZ內的電磁轉矩平均值為:

(9)

式中:Kav為反電動勢波形函數f(θ)在狀態角θZ內的平均值系數；Kef為反電動勢波形函數f(θ)在狀態角θZ內的有效值系數。

當電動機堵轉時，即Ω=0，堵轉轉矩平均值為:

(10)

式中:IS為堵轉電流(A);KT為轉矩系數(N·m/A)，

KT=KavKe

(11)

在理想空載點有Tav=0，理想空載轉子機械角速度Ω=Ω0，其中:

Ω0=U*/KE

(12)

KE為反電動勢系數(V/rad·s-1),

(13)

將KE、KT代入式(9)可以得到無刷直流電動機機械特性通用表達式：

(14)

代入Ω0可得：

Ω=Ω0-Tav/D*

(15)

式中：D*為黏性阻尼系數(N·m/(rad·s-1))，

(16)

上式表明，無刷直流電動機的機械特性和有刷直流電動機相似[9]，呈線性關系。如圖4所示，在不同外施母線電壓下的機械特性是一簇平行直線，機械特性的斜率等于D*。

圖4 無刷直流電動機機械特性

由圖4無刷直流電動機的機械特性可得，在不考慮電動機繞組電感和互感的大前提下，進行無刷直流電動機的簡易控制可以類似于有刷直流電動機，在每個狀態角內進行PWM調制，等效于改變加在兩相繞組上的電壓值可以達到控制目的。

3 硬件設計

3.1 主控模塊

(1) TMS320F28335。主控芯片選用TI公司的TMS320F28335，屬于C2000系列DSP，主頻高達150 MHz。選用此款芯片是由于芯片運算速度快，外設豐富，有獨立的PWM模塊和CAP模塊。

(2) 信號隔離與采集電路。采用信號隔離電路可以增強系統的抗干擾能力。采用HCPL631雙路高速光耦芯片，PWM信號輸入輸出均采用上拉設計，增強信號驅動能力，如圖5所示。另外電動機內部開關霍爾信號關系到電動機能否正常運轉，因此霍爾信號的采集電路也需采用上拉方式。

圖5 信號隔離電路圖

3.2 全橋驅動模塊

無刷直流電動機與有刷直流電動機最大不同之處在于換向，因此換向電路的穩定性至關重要，系統采用全橋隔離逆變電路[10]，如圖6所示。電路中驅動器采用IR2136專用高壓集成驅動芯片，內有6路PWM通道，可直接驅動MOSFET和IGBT，并且自帶過流比較器，具有專用過電流信號檢測輸入端ITRIP，可從硬件上防止過流故障對系統造成危害[11]。電路中MOSFET選用F3205S，峰值電流可達到110 A，開關速度達到ns級。

圖6 全橋逆變電路原理圖

3.3 檢測電路模塊

系統需要實時采集母線電壓和電流信號，圖7所示為母線電壓檢測電路原理圖。A1A運放構成同相放大電路使母線電壓放大合適倍數，將信號調理至CPU采集允許的電壓范圍，采用HCNR200線性光耦隔離控制電路與驅動電路，其中R1=R2，A2A運放構成電壓跟隨器，增強系統抗干擾能力。母線電流檢測方法類似，由于圖6中電流采樣電阻R13很小，故需要將BUS-的值放大合適倍數。

圖7 母線電壓檢測電路

3.4 電動機模塊

系統采用三相繞組星型聯結電動機，其橋式導通方式見表1。

表1 三相繞組橋式120°導通方式

由表1可得，使電動機正常運轉需要依次按照狀態1～狀態6的導通順序，或者與之相反。

4 軟件系統設計

系統軟件主要完成的是采集輸入信號和反饋信號對電動機進行迅速的控制，在過壓過流情況下能夠快速斷開驅動電源，能將實時轉速、母線電壓電流信號傳輸給上位機的功能。系統程序在CCS編譯環境中運用C#編寫完成。系統主程序簡易流程圖如圖8所示。

4.1 電動機換向程序設計

表1所示為無刷直流電動機的導通方式，按此方式對應到圖6中開通MOSFET的順序,如果為Q1Q4→Q1Q6→Q3Q6→Q3Q2→Q5Q2→Q5Q4→Q1Q4，則電動機順/逆時針轉動，逆向循環則為逆/順時針轉動[12]。

圖8 主程序簡易流程圖

對應到程序中需要用到DSP的脈沖捕獲模塊，模塊的輸入為電動機霍爾信號。3個輸入引腳都配置成上升沿下降沿捕獲模式，每一個信號跳變都將進入捕獲中斷進行正常的換向。在某一狀態中，PWM控制橋臂快速導通關斷，開通期間電動機有電流流過繞組產生轉矩，關斷時需要續流，對應狀態下橋臂導通，通過MOSFET寄生二極管進行續流[13]，如不考慮關斷續流情況很可能會擊穿橋臂。

4.2 通信模塊設計

運用DSP內部SCI模塊進行數據傳輸，由于需要傳送的數據較多，直接傳送容易引起數據錯亂，故采用數據幀格式進行數據傳輸，即幀頭+電壓數據+電流數據+電動機轉速+給定轉速+幀尾，其中電動機轉速與給定轉速數值較大需2 Byte傳輸。由于數據傳送不能耗費過長時間，故將此任務嵌入定時中斷，每次發送1 Byte數據，波特率設置為115 200，設定傳送幀數據周期為3 ms。

上位機采用C#編寫，主要完成的是數據的解析、濾波與顯示的功能，窗口采用自適應量程，數據顯示更為直觀。系統整體實物如圖9所示。

圖9 系統整體實物圖

4.3 PWM模塊程序設計

系統采用定頻變寬的方式對ePWM1～ePWM6進行調制，工作方式設置為向上-下計數模式[14]，PWM占空比通過轉速電流調節器的輸出進行控制。PWM波形頻率與電動機運行時的震動大小有關，其脈沖數越多電動機運行時的震動越小，又考慮CPU實際情況不能將其無限增大，因此將PWM頻率設置為20 kHz[15]。

由于IR2136驅動芯片輸入與輸出是邏輯非的關系，故PWM模塊比較計數器初始化為最大數，通過增量型的數字調節器來改變比較計數值的大小。

4.4 ADC子程序設計

系統用到了三路AD采集，分別是電壓信號、電流信號、外部輸入給定信號。TMS320F28335芯片內部嵌入有12位AD，能識別的電壓信號范圍是0～3 V。

將ADC模塊的觸發源設置為ePWMxSOCA，即每一周期PWM波的輸出都將觸發一次ADC模塊[14]，因此采樣的周期與PWM周期相同。ADC模塊時鐘則由系統時鐘分頻得到，決定ADC轉換的速率，將其配置為最高頻率25 MHz。

4.5 制動程序設計

系統減速采用剎車與數字調節器共同控制的方式，由于無刷直流電動機是大慣性之后環節，故再減速時，單單靠調節器調節方式往往達不到理想的減速效果，因此需要采用制動的方式。直流電動機的制動方式有：能耗制動、反接制動和回饋制動[16]。

由于系統選用電動機為小功率電動機，額定電流小，開關管的電流裕量大，故采用能耗制動較為方便，能耗制動基本原理為：讓電動機處在發電狀態時，短接繞組產生制動力矩，具體步驟為判斷兩次采樣外部速度給定，采樣時間間隔為15 ms，如果減速數值大于1 000 r/min則啟用短接制動，否則采用轉速電流調節器跟蹤輸入。

5 實驗結果分析

系統采用30 W小功率，三相六狀態星型連接兩磁對極無刷直流電動機，額定電壓12 V，額定空載轉速2 000 r/min。根據系統實際情況整定出合適的內外環PID參數，采用12 V開關電源供電得出系統階躍響應波形如圖10和圖11所示。

圖10表示轉速響應曲線，其中紫色實線為給定轉速曲線，粉色實線為系統響應轉速曲線，縱軸表示轉速幅值，橫軸表示采樣周期值，即每一點表示一幀數據。其中:T1時段表示的是電動機啟動瞬間比例控制起主導作用的時間，讀取數據為4格，包括電動機的死區時間2.5格，1格表示5個采樣點，采樣周期為3 ms，計算得到T1為100 ms。T2時段表示的是電動機恒流升速并將轉速偏差調節到零的階段，讀取數據為12格，即T2為180 ms。得到系統正階躍信號響應需要的時間是280 ms。T3時段表示系統穩定運行過程中突加擾動響應情況，讀取T3為9格135 ms，由此可見,系統動態調節較為迅速，最終能恢復到穩定狀態。T4表示電動機制動時間，讀取數據為6格，制動時間為90 ms。得到負階躍信號響應時間為90 ms。

圖10 階躍響應轉速圖

圖11 階躍響應電壓電流圖

圖11表示的是階躍響應電壓電流波形圖，紅色實線表示母線電壓值，淺藍色實線表示母線電流值。母線電壓波形大約穩定在12 V，電流波形對應圖10中響應時間段。

由圖11可知，T1表示比例調節起主導作用的時間段，此時的母線電流峰值達到5.2 A，大于系統額定電流約2倍，快速提速，持續時間短。T2表示恒流升速并將誤差消除的時間，此時電流大小基本穩定在額定電流2.5 A左右，恒定轉矩提升到給定轉速。T3表示擾動調節時間段，此時的電流值突變迅速，也即系統轉矩迅速響應。T4表示制動時間段，由于制動是利用電動機相電流產生制動轉矩，故流經母線電流數值幾乎為零。

由于系統減速采用了制動和調節器聯合調節的方法，對于小范圍的減速如果仍采取制動則系統很難維持穩定，故小范圍的減速需采用調節器的方式進行調節。圖12所示為兩種減速情況波形圖，t1時刻給定減速值較小，此時系統自由減速，利用調節器控制。t2時刻給定減速值為1 050 r/min，大于程序設定閾值1 000 r/min，啟動制動程序，此時從開始調節到消除誤差所花時間為14格，210 ms。制動響應雖迅速，但是會產生較大超調，因此需要減速數值較大時才會啟用。

圖12 減速調節響應圖

6 結 語

裝置采用TMS320F28335芯片為CPU處理速度快，外設資源豐富，編譯器CCS直觀易用。采用隔離化的硬件設計方式能很大程度保證系統的可靠性，過壓過流保護程序的設計能防止出現錯誤,對裝置造成嚴重損害。采用雙閉環調速能快速響應且穩定性好,能耗制動的加入能讓控制對象能迅速的跟隨輸入。上述實驗結果表明系統能夠完成跟隨輸入，快速性穩定性好，穩態誤差幾乎能夠完全消除，擾動的突加能夠迅速調節并穩定。上位機能夠實時監測系統的運行情況。事實結果證明，本文設計的無刷直流電動機控制裝置能完成控制的基本目的，理論結合了實際。為高校開展電力拖動實驗和計算機控制實驗提供了很好的案例。

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