Class-AB寬帶功率放大器匹配方法的設計與仿真*

王毅敏，李佳旺

0 引 言

隨著靈活和開放的軟件定義無線電第三次通信革命的興起，越來越多的人開始投入到SDR架構的研究中。而寬帶射頻功率放大器是軟件無線電發射系統的關鍵設備，具有頻帶寬、動態范圍大、體積小、壽命長等優點。同時，SDR通信體系對功率放大器的帶寬、功率、三階互調等指標提出了更高要求，因此研究寬帶功放具有非常重要的意義。隨著通信技術的不斷突破和發展，無論是軍事

上還是民用上，無線電通信系統都在發揮著越來越重要的作用。而且隨著現代移動通信中調制方式的不斷變化，在大功率發射機中，對功率放大器各項指標的要求也越來越高。尤其伴隨著軟件定義無線電的興起，使得射頻發射模塊中的關鍵性部件功率放大器的設計面臨諸多挑戰，如提高帶寬、提高線性度、提高效率、降低功耗等。設計過程中，應該協調功率放大器的各項指標，結合應用場合，選取合適的型號進行設計。

此外，隨著射頻模擬器件制作工藝水平的發展和新材料不斷的涌現，射頻功率放大器的性能不斷得到提高。尤其是GaN工藝的出現，將在未來持續助力于射頻功率放大器的發展。當今，各個通信系統的工作頻率越來越寬，工作方式越來越多，使用單獨一個寬帶功放的成本和指標要遠遠優于使用多個窄帶功放。要在小型化設計上更加進步，寬帶功放必將是未來通信設備的主流。

1 理論分析及仿真模型

1.1 同軸線寬帶巴倫

對于VHF和UHF波段的功率放大器，多工作于甲乙類工作方式，且輸出功率較大。因此，為滿足在較寬頻帶內工作，功率放大器必須進行寬帶匹配，以防止因駐波較大燒毀功放管[1]。而LDMOS和VDMOS功放管在射頻領域的廣泛應用，使得其成為推挽式功放的最佳選擇[2]。但是，考慮到大多數這種功放管輸入阻抗和輸出阻抗的實部都較小，以往的LC匹配的方式已經不再適用，因為會降低功率放大器的工作頻帶。然而，采用傳統的磁芯變壓器又容易引起磁飽和、功率容量的限制等問題。因此，具有寬帶工作性質的同軸線阻抗變換器在VHF和UHF波段得到了廣泛應用。這種傳輸線阻抗變換器插入損耗很小，且同軸線具有很大的功率容量。在推挽式寬帶功率放大器應用中，根據放大器的輸入和輸出阻抗特性，同軸線巴倫1∶1單端轉差分變換器和同軸線阻抗變換器是使用最多的寬帶匹配器件。下面介紹1∶1阻抗變換器和1∶4阻抗變換器的工作原理[3]，如圖1所示。

圖1 1∶1平衡-不平衡變換器

圖 1中，Z1=50∠ 0 °，Z2=25∠ 0 °，Z3=25∠180°。要想實現負載阻抗與傳輸線匹配，要求負載必須是純電阻，且在同軸線長度為λ/4時，同軸線的特性阻抗需要滿足：

其中ZL為負載阻抗，Zs為源端輸出阻抗。實際的同軸線巴倫如圖2所示，其中：

圖2 單端轉差分同軸巴倫

可以看到，該同軸線巴倫相當于一個等功率分配器，每一端獲得源端能量的一半，其中L=λ/4。

由圖3可知，如果輸入端的施加電壓大小為V，則輸入端電流感知2處等阻抗回路。因此，電流一分為二，故；而在輸出端，2處感應傳輸線負載的電壓疊加，而電流只取1處，因此從而得到，即輸入阻抗是輸出阻抗的1/4。實際的同軸巴倫變壓器的接法如圖4所示。

圖 3 1∶4巴倫原理

圖4 同軸巴倫變壓器

1.2 推挽式場效應管的等效模型

當仿真和驗證推挽式高頻場效應管時，以往的場效應管S參數小信號模型已經不再適用。必須合理建立大信號S參數模型，如圖5所示[4]。

其中，Ls、Rs、Lg、Rg、Ld、Rd分別為源極、柵極和漏極的輸入電感和輸入電容，而Cgs、Cds和Cgd分別為3個極之間的寄生電容[5]。

圖5 大信號S參數等效模型

2 仿真與分析

2.1 元器件參數

本例采用polyfet公司的SQ701推挽式場效應功率管，其參數如表1所示。

表1 SQ701（Vdd=28 V，Idq=400 mA，Pout=45 W）主要參數

2.2 差分阻抗與單端阻抗的轉換

對于一個功率放大器來說，阻抗匹配是重中之重。一旦匹配不好，就可能引起功放燒毀，造成資源浪費。因此，找到一個合適的匹配方法尤為重要。而對于一款工作于AB類的功率放大器而言，可以將其進行單一化處理，將差分阻抗轉化為單端阻抗。這樣即使匹配更加方便，又彌補了史密斯圓不能進行差分匹配的缺點。對于輸入阻抗而言，每對管子的輸入阻抗和輸出阻抗在特定頻率之下都包括一定的實部和一定的虛部。因此，可以將其對地分解為兩個相等的阻抗[6]，如圖6所示。

同時，配合以阻抗的串并聯轉換電路，使輸入或輸出阻抗的實部達到與同軸電纜匹配所需的實部要求，如圖7所示。

圖6 差分阻抗-單端阻抗

圖7 串并聯阻抗的等效互換

從式（3）～式（6）可以發現，并聯一個電阻或電抗器件后，可以使原阻抗值的實部或虛部值減小，使功率管的輸入輸出阻抗達到同軸線設計匹配的目的。將總阻抗一分為二，以總阻抗的中間點為電勢零點[7]。例如，總輸入阻抗在500MHz時為（6.6-j2.8） Ω，因此單個場效應管的輸入阻抗就是（3.3-j1.4） Ω，這樣就能方便地進行單端匹配。在得到匹配值后進行還原，就可以得到電路所需的匹配網絡參數。為了彌補高頻段管子增益下降的缺點，這里選取高頻段的阻抗值進行阻抗匹配[8]。本例中，選取f=500MHz處的阻抗值進行匹配，選用的同軸電纜是RG402高頻半柔線內芯與外芯之間的介質是聚四氯乙烯，介電常數為3.55，其內芯直徑為0.92mm，外芯直徑為3.56mm。

2.3 輸入阻抗的匹配

系統歸一化阻抗為50Ω，通過設置源阻抗和負載阻抗的參數值，將輸入阻抗值（6.6-j2.8）Ω轉化為25Ω，得到相應的對地阻抗。然后，將微帶線轉化為實際板材上的長度與寬度[9]（這里采用FR4板材，介電常數是4.2，板厚1mm）。對地電容值減半，得到相對應的雙端阻抗值，如圖8所示，其中C2、C3為耦合電容。

圖8 輸入匹配電路

輸入匹配電路仿真驗證匹配電路的結果如圖9所示。

圖9 匹配結果

可以發現，剛好在500MHz附近時具有較好的匹配效果，駐波較小。同理，也可以根據此方法設計輸出匹配電路，然后再加上電源電路和偏置電路[10]。設計好的總體電路圖，如圖10所示。

運行仿真[11]后得到的增益曲線如圖11所示。

由圖11可以發現，在30～500MHz整個工作頻段內，低頻段的增益較高，高頻段的增益會下降較多。因此，為了在30～500MHz的頻帶內功率增益比較平坦，采用負反饋技術將部分輸出信號反饋到輸入端，以壓縮低頻段的功率增益[12]。同時，將微帶線模型轉化為實際具有一定長度和寬度微帶，并經過調諧優化，最終得到如圖12所示的電路。

圖11 基本電路增益仿真

圖10 匹配后的基本電路

圖12 優化后的電路

再次進行增益仿真，得到如圖13所示的曲線。

可以發現，在30～500MHz，平均功率增益不小于12dB，增益起伏不大于2dB，且穩定因子K值大于1[13]，能夠穩定工作，說明仿真達到了設計要求。

圖14是對于工作在500MHz處的功率增益和輸出功率進行線性掃描的結果。可以發現，隨著輸入功率的增加，功率增益逐漸下降，輸出趨于飽和，但能夠達到44dBm（m3點處），而對于其他頻率處，由于增益稍高，也能夠達到輸出功率25W的要求，即設計成功。

圖13 優化后的電路增益結果

圖14 功率增益vs輸出功率曲線

3 結 語

本文通過提出了一種簡單的針對推挽式射頻功率放大器的阻抗匹配方法，將AB類推挽功率放大器匹配這個較為復雜的問題簡化為單端匹配問題，且具有一般性。通過具體實例的ADS仿真，驗證了匹配方法的正確性。因此，對于任意一個工作于推挽方式的功率放大器來說，一旦得知其某一頻率處的輸入輸出阻抗值，便可以將其進行單端阻抗化處理，然后將匹配后的元器件參數轉化為雙端元器件參數，最后經過優化調整完成匹配。這為今后的寬帶推挽式功率放大器的匹配提供了一種較為簡單快捷的匹配方式，具有較大的應用性。

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