主瓣干擾條件下雙極化單脈沖角度估計方法

王建路，戴幻堯，周 波，許 雄

(1.電子信息系統復雜電磁環境效應國家重點實驗室，河南 洛陽 471003；2.中國洛陽電子裝備試驗中心，河南 洛陽 471003)

0 引言

目前，單脈沖雷達對常規的主瓣干擾有幾種對抗方法，但是對主瓣內復合干擾沒有很好的抗干擾方法。現有的雷達對抗一般的主瓣干擾的措施有：1) 提高雷達發射功率[1]，采取“燒穿模式”，使電子干擾在一定距離上失效。燒穿距離與目標的RCS的四次方根成比例，一般出現在離雷達很近的地方，這使得雷達長期工作于被干擾的狀態。2) 提高雷達的距離分辨力，采用100M以上的雷達的發射信號帶寬，使雷達的距離高分辨力達到米級[2]，試圖從距離上對目標和干擾源進行分辨。這種方法對主瓣內干擾源是一個單點源干擾效果比較好，但是對主瓣復合干擾是沒有用的。因為主瓣復合干擾在整個距離量程內都覆蓋了目標回波，而不是僅僅在目標所在距離單元覆蓋目標回波，所以即使提高了分辨力，其它分辨單元的干擾信號依然存在，從而無法在距離上分辨目標和干擾；3) 提高雷達角度分辨力[3-5]，采用空間譜估計技術，使雷達角度分辨力達到波束寬度的1/N，在角度上對目標和干擾源進行分辨。然而實際上空間譜估計算法對信噪比要求很高，運算量非常大，工程上很難實現，復合干擾中的噪聲干擾成分后會抬高雷達接收機噪聲水平，降低信噪比，使得空間譜估計技術的性能大幅度降低。4) 直接運用極化濾波手段，分別對和通道、差通道進行極化濾波抑制干擾信號， 再將濾波后的信號進行單脈沖測角處理[6-7]。但是由于濾波后剩余干擾信號的存在，使得角度量測值總是存在一定的偏差，另外，濾波有可能會降低信噪比，對后續的檢測帶來消極影響。

本文提出的雙極化單脈沖雷達的目標角度估計方法，是對抗主瓣干擾的一種簡單而有效、且非常易于工程實現的方法。

1 主瓣復合干擾特性

單脈沖雷達測角已是一種相對成熟的技術并廣泛應用于高精度的跟蹤雷達系統中。然而，當雷達主波束內同時存在角度相近且不同的目標和噪聲壓制干擾源時，目標回波在時域和頻域被具有一定帶寬的干擾所淹沒，常規的信號處理后，單脈沖雷達無法有效檢測目標，或錯誤地檢測、跟蹤干擾源，單脈沖測角的輸出為物理空間目標和干擾的加權平均，無法給出正確的角度指示，進而破壞雷達角度跟蹤系統。這種主瓣干擾不僅具有時頻域壓制的干擾效果，也具有角度欺騙的干擾效果，稱為主瓣復合干擾。例如，有源雷達誘餌干擾(TRAD)通常比真實目標回波信號的幅度要大很多，在空間上和目標保持一定的距離關系，在雷達主波束范圍內目標和誘餌干擾不可分辨，誘餌轉發噪聲壓制干擾或密集假目標干擾，極大地破壞了單脈沖雷達對真實目標的測角及跟蹤的精準度。

圖1為主瓣復合干擾下單脈沖雷達和通道接收信號的時域分布、頻域分布，此時干擾和目標信號功率比為15dB，由于干擾信號比目標信號大15dB，此時目標信號完全被壓制了，目標信號在時域無法檢測，干擾信號的頻譜完全覆蓋目標所在頻率，此時目標信號完全被壓制，目標信號在頻域無法檢測。

圖2為主瓣復合干擾條件下常規單脈沖雷達目標角度估計結果。圖(a)給出了目標和干擾所在的真實位置，目標的方位和俯仰角都是-1°，干擾的方位和俯仰角是1.5°，波束寬度是6°。圖(b)給出了常規單脈沖處理在主瓣復合干擾下，干擾信號使得雷達測角產生很大誤差，由于干擾信號功率比目標信號功率強20dB，此時常規單脈沖處理的測角輸出大部分為干擾信號角度和目標信號的質心區域 ，所以測角輸出的方位和俯仰角大約在0.5°～2°范圍。

圖2 為主瓣復合干擾條件下常規單脈沖雷達目標角度估計結果

2 雙極化結構改進

將單脈沖雷達改為單極化發射，雙極化接收工作方式。常規單脈沖雷達天線一般為垂直極化或者水平極化，發射和接收的信號均為單一的極化信號。實際中，目標回波和主瓣復合干擾信號既有垂直極化分量，又有水平極化分量。將雷達改為單極化發射、雙極化接收工作方式，能夠同時接收回波信號的水平極化分量和垂直極化分量。

單脈沖雷達的天線一般具有A、B、C、D四個象限構成，四個象限的接收信號進行線性組合，構成了和信號、方位差信號、俯仰差信號，利用這些信號進行目標角度測量。常規單脈沖雷達天線是單一極化的，只能獲得單一極化分量的信號。本文提出將單脈沖雷達天線由單極化改造為雙極化，如圖3所示。因此，極化改造后天線四個象限的每一路輸出都是雙極化的，包括水平極化和垂直極化2路。每個象限有2路輸出，四個象限就有8路輸出信號，如圖4所示。

圖3 改進后的雙極化單脈沖雷達天線四象限構成示意圖

圖4 改進后的雙極化單脈沖雷達接收機系統組成結構圖

A路的垂直極化輸出Av，水平極化輸出Ah；

B路的垂直極化輸出Bv，水平極化輸出Bh；

C路的垂直極化輸出Cv，水平極化輸出Ch；

D路的垂直極化輸出Dv，水平極化輸出Dh。

將四個象限的8路輸出信號進行線性組合，可以構成6路信號，包括：水平極化的和信號∑h、水平極化的方位差信號Δh,A、水平極化的俯仰差信號Δh,E，垂直極化的和信號∑v、垂直極化的方位差信號Δv,A、垂直極化的俯仰差信號Δv,E。下角標v表示垂直極化，h表示水平極化，A表示方位角，E表示俯仰角。

這6路和、差信號和A、B、C、D四象限的8路輸出信號的關系，可以表示為：

∑v=Av+Bv+Cv+Dv

∑h=Ah+Bh+Ch+Dh

Δv,A=(Av+Cv)-(Bv+Dv)

Δv,E=(Av+Bv)-(Cv+Dv)

Σh,A=(Ah+Ch)-(Bh+Dh)

Δh,E=(Ah+Bh)-(Ch+Dh)

3 極化解耦步驟和實驗

圖5給出了主瓣復合干擾下雙極化單脈沖雷達目標角度測量流程圖。根據2個和差網絡輸出的水平極化和通道信號與垂直極化和信號，計算出復合干擾信號的極化比與極化濾波矢量，對2路和通道進行極化濾波預處理，濾波后干擾信號會受到顯著抑制，大幅度改善信干比，如圖6所示。根據輸出數據找到目標和干擾混疊的所在的距離/速度分辨單元，確定該單元后，對6路信號的距離/速度分辨單元采用雙極化解耦角估計方法，估計出目標的方位和俯仰角。

圖5 主瓣復合干擾下雙極化單脈沖雷達目標角度測量流程圖

圖6 和通道極化濾波預處理后，目標/干擾混疊單元的檢測結果

算法步驟如下：

步驟一：將單脈沖雷達改為單極化發射，雙極化接收工作方式;

步驟二：根據和通道的輸出信號，計算出復合干擾信號的極化比;

步驟三：和通道極化濾波預處理，提高信號干擾功率比，搜索目標和干擾混疊的距離/速度分辨單元;

步驟四：采用雙極化解耦角估計方法。

圖7為主瓣復合干擾條件下雙極化單脈沖雷達目標角度估計結果。此時干擾信號功率比ISR為20dB，射頻通道自身信噪比SNR為20dB，利用本文提出的新方法，可以在干擾條件下比較準確地估計出目標所在的角度。

圖7 干擾條件下雙極化單脈沖雷達目標角度估計結果

4 結束語

本文設計了一種雙極化單脈沖雷達的目標角度估計方法，將雷達接收天線改為雙極化接收，并增加相應的和差網絡，在數字域形成6路處理通道，通過估計干擾的極化特性，消除干擾信號對目標角度的耦合誤差，估計出目標的真實角度，維持單脈沖雷達正常的測角和跟蹤，為對抗主瓣復合干擾提供了一種簡單而有效，且非常易于工程實現的方法。■

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