峰值電流模式控制中斜坡補(bǔ)償應(yīng)用

朱彩蓮，高龍，鄭曉東

（東莞職業(yè)技術(shù)學(xué)院電子工程系，廣東東莞523808）

在開關(guān)電源中，PWM控制電路有電壓模式和電流模式兩種，電流模式控制電路除了有一個(gè)電壓控制環(huán)外，還有一個(gè)響應(yīng)速度快的電流控制環(huán)，電流模式控制電路對(duì)輸入電壓瞬態(tài)變化的響應(yīng)速度快，在雙環(huán)的共同控制下有更強(qiáng)的負(fù)載電流調(diào)整能力，同時(shí)也易于實(shí)現(xiàn)限流和過流保護(hù)。但是峰值電流模式恒定的是電感電流的峰值，輸出電壓存在反復(fù)調(diào)整的過程，同時(shí)在占空比超過50%時(shí)，存在控制環(huán)路工作不穩(wěn)定等問題。文中闡述了問題形成的原因，提出了采用在電流采樣波形上疊加斜坡補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ墒闺娏餍涂刂频南到y(tǒng)穩(wěn)定工作。

1 峰值電流模式控制基本原理

峰值電流模式控制開關(guān)電源基本原理如圖1（a）所示[1-2]。

圖1 電流模式控制開關(guān)電源基本原理及工作波形

圖中RS為電流檢測(cè)電阻，檢測(cè)功率開關(guān)管上的開關(guān)電流，當(dāng)開關(guān)管閉合，Rs上的電壓Us上升，當(dāng)Us達(dá)到并超過誤差放大器的輸出電壓Ue時(shí)，電流檢測(cè)比較器翻轉(zhuǎn)，輸出的高電平使鎖存器復(fù)位，從Q端輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)由高電平翻轉(zhuǎn)為低電平，使開關(guān)管關(guān)斷，直到下一個(gè)時(shí)鐘脈沖使PWM鎖存器置位，驅(qū)動(dòng)信號(hào)由低電平翻轉(zhuǎn)為高電平，開關(guān)管再次導(dǎo)通。

當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，電感電流增加，當(dāng)開關(guān)管斷開時(shí)，電感電流減小，圖1（b）示出了電流模式控制下開關(guān)電源工作波形，圖中Ue是誤差放大器的輸出電壓，Us是初級(jí)電感電流在電流檢測(cè)電阻上的電壓，由工作波形可以看到，顯然Ue控制了電感電流的峰值[3]。

2 峰值電流模式控制存在的問題

與電壓模式控制電路相比，電流模式控制電路屬于雙環(huán)控制系統(tǒng)，電路的增益帶寬更大，對(duì)輸入電壓瞬態(tài)變化的響應(yīng)速度快，當(dāng)輸入電壓發(fā)生變化時(shí)能迅速調(diào)整輸出電壓達(dá)到穩(wěn)定值，同時(shí)也易于實(shí)現(xiàn)限流和過流保護(hù)。但電流模式控制系統(tǒng)存在以下問題：

2.1 恒定峰值電流與電感電流平均值的問題

穩(wěn)態(tài)時(shí)，導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)電感電流上升的值和關(guān)斷時(shí)間內(nèi)電流下降的值是相等的，當(dāng)輸入電壓不同，導(dǎo)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間是不同的。圖2為不同輸入電壓下的輸出電感電流波形。電流模式控制下，電感電流的峰值Ip是恒定的，而電感電流的平均值：

圖2 不同輸入電壓下的輸出電感電流波形

上式中m2=VO/LO是電感電流的下降斜率，Ip是電感峰值電流，T是振蕩周期，所以輸出電感的平均電流IAV與導(dǎo)通時(shí)間有關(guān)[4-5]。當(dāng)輸入電壓高時(shí)，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間短，輸出電感電流的平均值低，如圖中IAVh；反之，輸出電感電流的平均值就高，如圖中IAVl。

由于輸出的直流電壓是與輸出電感電流的平均值成正比的，所以當(dāng)輸入電壓下降時(shí)，電流內(nèi)環(huán)使導(dǎo)通時(shí)間增加，導(dǎo)致輸出電壓增加，而輸出電壓增加通過電壓外環(huán)又使導(dǎo)通時(shí)間減少，電壓下降，這樣反復(fù)調(diào)整可能在直流輸出形成振蕩。

2.2 對(duì)電感電流擾動(dòng)的響應(yīng)問題

如果由于某種原因電感電流產(chǎn)生了初始擾動(dòng)電流△I0，則經(jīng)過第一個(gè)周期后，電感電流會(huì)偏移△I1，如圖3所示。

圖3 初始擾動(dòng)電流引起電感電流的偏移

△I0是初始擾動(dòng)電流，m1、m2分別代表電感電流的上升和下降斜率。圖中所示△I0的初始擾動(dòng)，導(dǎo)致電流上升到峰值電流的時(shí)間提前，提前時(shí)間dt=△I0/m1。由于周期不變，則電流下降時(shí)間增加dt=△I0/m1，經(jīng)過第一個(gè)周期，對(duì)應(yīng)原導(dǎo)通結(jié)束時(shí)刻，電流比原來電流降低了△I1

經(jīng)過n個(gè)周期后，

若占空比D（D=ton/T）小于50%（m2

3 峰值電流模式控制的斜坡補(bǔ)償

解決上述問題的思路：使輸出電感的平均電流與導(dǎo)通時(shí)間無關(guān)。

3.1 負(fù)斜率斜坡補(bǔ)償

在誤差放大器的輸出疊加一個(gè)斜率為m，周期為T的負(fù)斜率斜坡電壓，如圖4所示[9-10]。

圖4 斜坡補(bǔ)償

圖4（a）是斜坡補(bǔ)償后不同占空比輸出電感電流的波形，可以看到，補(bǔ)償后，電感電流的平均值一致，與導(dǎo)通時(shí)間沒有關(guān)系。圖4（b）是當(dāng)電感電流的占空比大于50%后，經(jīng)過斜坡補(bǔ)償后，可以看到，經(jīng)過一個(gè)周期后擾動(dòng)小于初始擾動(dòng)。

以圖1原理電路進(jìn)行分析：若對(duì)電路進(jìn)行斜坡補(bǔ)償后，則在一個(gè)周期的導(dǎo)通時(shí)間ton內(nèi)，誤差放大器的輸出下降為

式Ueo為時(shí)鐘脈沖開始時(shí)誤差放大器的輸出。

圖1中初級(jí)電流采樣電阻Rs上的峰值電流電壓Us為：

式中，Ipp、Isp分別為初級(jí)、次級(jí)的電感峰值，Isa是次級(jí)即輸出電感的平均電流，dI2是關(guān)斷期間次級(jí)電流的變化值[11]。

當(dāng)US=Ue時(shí)，開關(guān)管由導(dǎo)通轉(zhuǎn)為關(guān)斷，所以

若上式中

則ton的系數(shù)為零，則，輸出電感的平均值與導(dǎo)通時(shí)間無關(guān)。所以電流模式的補(bǔ)償可在誤差放大器的輸出疊加一個(gè)斜率為的負(fù)斜坡電壓，使輸出電感的平均值與導(dǎo)通時(shí)間無關(guān)[12]。

3.2 正斜率斜坡補(bǔ)償

不改變誤差放大器的輸出電壓，直接在電流采用信號(hào)Us上疊加一個(gè)斜率為m，周期為T的正斜率斜坡電壓，也可以達(dá)到以上目的。

因?yàn)榇藭r(shí)采樣電阻上的電壓

從而有

4 峰值電流模式控制的斜坡補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)

一種斜坡補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)電路如圖5所示，PWM控制采用集成芯片UC3842，應(yīng)用正斜率斜坡補(bǔ)償方法，采用從定時(shí)電容CT取出正斜率斜坡電壓疊加在電流采樣信號(hào)上實(shí)現(xiàn)斜坡補(bǔ)償。

圖5 斜坡補(bǔ)償電路

查閱UC3842技術(shù)文檔資料，定時(shí)電容由5 V參考電壓經(jīng)定時(shí)電阻RT從1.2 V充電至2.8 V，再由UC3842內(nèi)部的一個(gè)恒流源放電，放電至1.2 V，如此反復(fù)[14]。開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，電容充電，其電壓為：

從定時(shí)電容取出的正斜率斜坡電壓通過R1和R2分壓疊加在電流檢測(cè)電阻RS兩端的電壓US上（圖中RS遠(yuǎn)小于R1）。輸入到電流檢測(cè)端的電壓為[15]：

選擇合適的R1和R2，使疊加電壓的斜率，就可以達(dá)到斜坡補(bǔ)償?shù)哪康模馆敵鲭姼械钠骄娏髋c導(dǎo)通時(shí)間無關(guān)，有效解決電流模式控制中出現(xiàn)的問題。

5 結(jié)束語

電流模式控制電路在電壓控制環(huán)的基礎(chǔ)上增加了電流控制環(huán)，電路對(duì)輸入的變化響應(yīng)更快。但由于電流模式恒定的是電感電流的峰值，而輸出電壓是與輸出電感電流的平均值成正比，電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)的反復(fù)調(diào)整易引起電路的不穩(wěn)定。當(dāng)占空比大于50%時(shí)，電路對(duì)干擾不收斂，易引起系統(tǒng)失控。本文通過斜波補(bǔ)償?shù)霓k法來減小電流控制模式存在的問題，并給出了一種具體的斜坡補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)電路。

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