非對稱調制的雙向全雙工車載通信BER性能分析

肖海林, 金曉晴, 邱　斌,3, 馬得森

(1. 桂林電子科技大學信息與通信學院, 廣西 桂林 541004; 2. 溫州大學物理與電子信息工程學院, 浙江 溫州 325035; 3. 桂林理工大學信息科學與工程學院, 廣西 桂林 541004)

0　引　言

車載通信系統利用無線通信技術,通過車與車、車與路邊單元交互共享各種交通安全信息以及多媒體服務信息,可以提供更加安全、高效和舒適的駕駛環境[1-2]。

然而,在實際車載通信中,車輛節點的快速移動導致信道條件不對稱,并且由于不同的交通需求,不同車輛作為信源節點(以下簡稱為源節點車輛)廣播的數據長度也不同。這兩種情況導致源節點車輛數據速率不對稱,體現在星座圖上即源節點車輛使用的調制方式不對稱。聯合物理層網絡編碼(physical layer network coding, PNC),雙向中繼技術能夠在提高系統頻譜效率的同時有效適應非對稱傳輸,被廣泛應用到車載通信中[3-4]。針對非對稱調制的半雙工雙向中繼系統,文獻[5]提出一種基于區域判決機制的PNC方案,分析系統誤碼率(symbol error rate,SER),并聯合功率分配保證系統可靠性。文獻[6]則聯合設計PNC與星座調制,提出一種聯合調制的解碼轉發方式(decode-forward and joint-modulation, DF-JM),并分析端到端誤比特率(bit error rate,BER),證明所提PNC相較于傳統的DF-XOR(decode-and-forward based on exclusive OR)、分段解噪轉發(denoise-and-forward,DNF)方式,能夠有效節省功率效率,提高信息傳輸可靠性。上述方案中可以發現,恰當的PNC方案可以有效彌補非對稱調制對雙向車載通信系統造成的性能損失,然而,半雙工技術無法解決車載通信網絡中嚴重的隱藏終端問題[7]。近來,文獻[8]針對全雙工的非對稱調制雙向中繼系統,研究系統中斷性能并通過功率分配進行優化。在雙向中繼系統中引入全雙工技術,不僅可以解決車載通信中的隱藏終端問題,而且由于全雙工具有同時同頻特性,將大大緩解車載通信時頻資源緊缺的壓力。

在實際全雙工系統中,自干擾信號無法被完全消除,當源節點發射功率增大時,對自身接收信號的干擾也會增強,因此采取合理的殘余自干擾信號(residual self-interference,RSI)模型對全雙工系統的性能分析至關重要[9]。事實上,發射功率和殘余的自干擾之間的確切關系仍然是未知的[9-10]。文獻[11-12]將RSI信道設置為準靜態加性高斯白噪衰落信道,均值采用實驗測量經驗值,這種假設易于得到直接的結論。文獻[13-15]將RSI信號建模為與中繼發射功率、干擾消除技術的消除因子等相關的函數,相對靜態值建模這種RSI信號模型更加合理。文獻[12,14]證明盡管存在殘余自干擾,全雙工技術仍然能夠有效提升車載環境通信系統的性能。在非對稱調制的雙向全雙工系統中,這種RSI隨著功率動態變化,對整體系統可靠性的影響會更加嚴重。然而,聯合非對稱調制與全雙工動態殘余自干擾考慮的系統可靠性研究非常少。文獻[7,9]將RSI建模為服從隨發射功率變化的指數分布函數,但文獻[7]僅僅分析了對稱調制的放大轉發(amplify-and-fonward,AF)全雙工系統,不能有效適應非對稱調制傳輸。文獻[9]研究了解碼轉發(decode-and-forward,DF)轉發方式,但采用疊加網絡編碼(decode-forward superposition coding, DF-SC),不能有效適應非對稱傳輸,且只基于高斯信道進行分析。文獻[8]分析了所有節點全雙工系統的非對稱調制情況,但未將RSI作為發射功率的函數進行考慮。

綜合上述方面,在殘余自干擾信號隨著發射功率動態變化的基礎上,建立非對稱調制的雙向全雙工車載通信系統模型,并分析系統BER性能。此模型下,所有車輛節點均工作于全雙工模式,源車輛節點采用不對稱的調制方式,如二進制相移鍵控(binary phase shift keying, BPSK)、正交相移鍵控(quadrature phase shift keying,QPSK)[6,16],中繼車輛節點采用DF-JM[5]進行編碼轉發。

1　應用場景及傳輸模型

1.1　應用場景

車載通信場景復雜,選取兩種常見的車載通信困境,如圖1所示。

圖1　車載通信應用場景

1.2　傳輸模型

將圖1應用場景描述為如圖2所示的傳輸模型。兩個視距范圍外的源車輛節點S1、S2通過各自視距范圍內的中繼車輛節點R交換信息進行通信。

圖2　傳輸模型

源車輛節點S1采用BPSK調制,S2采用QPSK調制。考慮到車載環境的快速移動特性,假設在非視距范圍內的源車輛節點S1、S2之間不存在直傳信道,源車輛節點S1、S2與中繼車輛節點R之間的信道h1、h2,服從級聯瑞利衰落[17-18]。此外,各車輛節點均采用全雙工技術,一次信息交換僅需要一個時隙,可以假設車間信道為準靜態的且具有互易性[19],信道狀態可以被車輛節點獲知。

各車輛節點發射功率為Pi(i∈{1,2,3})分別代表車輛節點S1、S2、R,殘余自干擾信號RSI表示為vi,服從均值為0方差為Vi的復高斯正態分布vi～CN(0,Vi),方差Vi是相應發射功率的函數Vi=θ(Pi)λ,其中,θ,λ∈[0,1]為自干擾殘余模型系數,表征自干擾信號的消除程度[15],ni代表各車輛節點的接收熱噪聲,服從分布ni～CN(0,1)是零均值的復高斯白噪聲。

系統通信過程如下:在第一個時隙系統進行初始化,兩源車輛節點S1、S2廣播信號,中繼車輛節點R在第一個時隙僅接收來自源車輛節點的信號,不發射信號。從第二個時隙開始,之后的每個時隙都是一個完整的傳輸周期,所有車輛節點均同時進行信號的收發,并對上個時隙接收到的信號進行編解碼處理。一個完整的傳輸周期分為兩個階段,多址接入階段(multiple access channel, MAC)和攜帶邊信息的廣播階段(broadcast with side information, BCSI)[6]。

以t=2N為例,系統完成一次信息交換的過程描述如下。

(1) MAC階段:車輛節點S1、S2作為源車輛節點產生并廣播信號

x1,2N=μ1(w1,2N)=αS1

(1)

x2,2N=μ2(w2,2N)=αS2+jβS2

(2)

式中，x1,2N、x2,2N滿足E[|x1,2N|2]=E[|x2,2N|2]=1；μ1、μ2為相應BPSK、QPSK調制星座圖；w1,2N、w2,2N分別為S1、S2的源比特序列,長度為M與2M；αS1、αS2、βS2為相應車輛節點調制信號在星座圖上的映射坐標序列。

根據信道互易性,源車輛節點在發送信號前可以獲知信道信息,源車輛節點在發送前對信號進行逆濾波處理[5],即x1,2N/h1,x2,2N/h2。

同時,中繼車輛節點R接收到混合信號，即

αR,MAC+jβR,MAC+nR

(3)

圖3　高斯信道下R的理想接收信號星座圖

實際接收信號yR,m,2N服從以星座點(αm,βm)為中心的二維高斯分布,其正交分量yRQ與同相分量yRI的分布相互獨立,yR,m,2N概率密度函數為

p(yRI,m,yRQ,m|yR,2N)=

(4)

中繼車輛節點R作為協作車輛不產生新消息而只是轉發消息,因此R發送的源碼來自上一時隙接收到的混合信號yR,2N-1,對接收信號采用最佳檢測方案——最大似然(maximum-likelihood, ML)判決[6]譯碼,得到比特序列為

(5)

式中,M1=1,M2=2分別為星座圖μ1、μ2的進制數,而ZM1={0,1}、ZM2={00,01,10,11}分別表示包含2M1、2M2個元素的有限集合。

并按照DF-JM規則得到新的發送比特序列為

(6)

(2) BCSI階段:中繼車輛節點R此階段產生發射信號,根據DF-JM的星座圖μ3(見圖4)進行調制，即

xR,2N=μ3(wr,2N)=αR,BCSI+jβR,BCSI

(7)

圖4　中繼發射信號DF-JM調制星座圖

此階段S1、S2作為目的車輛節點分別接收來自中繼車輛節點R的信號。以S1為例,接收信號為

(8)

p(yS1I,yS2Q|yS1,2N)=

(9)

圖5　目的車輛節點在高斯信道下的譯碼星座圖

2　誤比特性能

系統模型中所有車輛節點采用全雙工技術,此技術相對于半雙工技術而言，引入了殘余自干擾信號,將會影響系統BER性能。本小節對系統的端到端BER進行分析。

(10)

2.1　MAC階段BER

(11)

類似的可以分別得到此階段w21和w22的譯碼錯誤概率為

(12)

(13)

2.2　BCSI階段BER

(14)

(15)

(16)

將結果代入式(10),端到端BER為

(17)

2.3　誤比特率性能優化

當源車輛節點發射功率增大時,目的車輛節點接收的有用信號功率增強,目的車輛節點處誤比特性能提升,進而整體系統BER性能被提升。但同時,在源車輛節點處,由于殘余自干擾信號功率與發射信號功率存在正相關關系,發射功率增大,也引起殘余自干擾信號功率增大,導致源車輛節點處的誤比特性能將降低,整體系統BER性能被削弱:節點功率大小對系統BER性能的影響無法直觀感知。

此外,盡管車載通信不存在功率不足問題,但車載通信標準802.11p[20]規定,發射功率存在上限P1,P2,PR∈(0,Pth)以防止相鄰車輛通信發生干擾。此外,中繼車輛節點進行解碼時,為了防止鄰近星座點發生混疊,例如圖3的(000)與(101),必須保證|r1-r2|>0。基于上述條件,以最小化端到端BER為目標,聯合考慮單獨功率約束與總功率約束,建立目標函數

(18)

為便于分析,令P1=a1Pall,P2=ka1Pall,[1,+∞)P3=[1-(1+k)a1]Pall。a1為源車輛節點S1的發射功率占總發射功率的比例,k表征P2與P1的關系。基于采用統計信道信息,近似地|h1|2=|h2|2,分析上述約束條件,目標函數整體可改寫為

(19)

式(19)的約束條件如表1所示。

表1　目標函數約束條件

3　數值分析

對BPSK-QPSK非對稱調制下的DF-JM全雙工雙向中繼系統進行數值分析。設定幀長L=50,每幀符號數為M=100,殘余自干擾信號系數0≤θ,λ≤1,各車輛節點的最大發功率Pth=45 dBm[20]。

圖6描述當車輛節點S1和S2的發射功率固定,中繼車輛節點發射功率增加,系統的MAC段BER曲線與端到端BER曲線,以及殘余自干擾信號系數θ取不同值時的系統BER性能曲線。其中參數取值為λ=0.25,P1=P2=25 dBm,θ=(0.01,0.1)。圖6中,當殘余自干擾消除能力相對較弱時(θ=1),隨著中繼發射功率Pr增大,MAC階段BER性能變差,系統的端到端BER曲線在超過一定值之后出現增大。這因為殘余自干擾信號與節點發射功率相關,當中繼節點發射功率增大,源車輛節點發射功率不變,一方面針對MAC階段,中繼節點的接收信號功率維持穩定,而自身的殘余自干擾信號將不斷增強,從而導致此階段誤比特性能下降。另一方面針對BCSI階段,目的車輛節點的接收信號增強,殘余自干擾信號維持不變,將使得BCSI階段誤比特性能提升。當MAC的誤比特性能下降到一定程度之后,BCSI的性能提升也無法改善系統整體的BER性能。即當車載通信系統的殘余自干擾消除能力比較弱的時候,單純提高發射功率不僅不會增強,反而會削弱系統通信可靠性。當θ=0.1,0.01即車輛節點的自干擾消除能力較強時,隨著中繼節點發射功率增大,系統的端到端BER逐漸降低,即在良好的自干擾信號消除能力下,通過提高發射功率可以有效提升系統BER性能。此外,可以發現兩者的系統BER性能曲線幾乎重合,只有發射總功率非常大,且殘余自干擾消除能力較弱(θ=0.1)時,系統的端到端BER才開始增大。這表明在車載通信環境發射功率上限的要求下,全雙工技術的殘余自干擾消除能力在達到一定水平后就能夠保證車載通信系統的可靠性,繼續提升自干擾消除能力對系統的整體性能影響不大。

圖6　中繼不同發射功率值下的端到端BER

此外,圖6對比了中繼車輛節點R分別采用網絡編碼方式DF-JM與DF-SC方式時系統的BER性能。可以發現,當全雙工自干擾消除能力滿足通信可靠性要求 (θ=0.01,0.1),采用DF-JM編碼的端到端BER曲線位于采用DF-SC編碼的端到端BER曲線下方,驗證了提出的采用適應非對稱信道的網絡編碼的方案,對于提高車載通信系統可靠性的優越性。

圖7描述了中介車輛節點R采用DF-JM編碼,P1取定值10 dBm、45 dBm,P2、PR取任意值時系統的端到端BER。其中參數取值θ=0.1,λ=0.25。x、y、z軸分別代表P1、P2、PR的取值,單位為dBm;顏色維度代表不同功率取值下的端到端BER。圖7中,當P1分別取值為10 dBm與45 dBm時,在一定區域范圍內系統端到端BER基本相同。即端到端BER性能并非單純隨著某單一車輛節點發射功率的增大而提升,而是在所有車輛節點的發射功率滿足一定比例范圍的情況下就能有效提升。圖8基于統計信道信息,在總功率取值一定的情況下,選取相應車輛節點的發射功率值,描述符合表1約束時的系統端到端BER性能。其中總功率取值按順序一一對應表1所示的6個總發射功率取值區間,殘余自干擾信號系數為θ=0.1,λ=0.25。x、y、z軸分別代表3車輛節點的發射功率P1、P2、PR,單位為dBm;顏色代表系統端到端BER。第一、第二區間(見圖8(a)和圖8(b))內總發射功率取值較小,其他區間總發射功率正常。從圖8中可以發現,只有在第一、二個區間內系統BER較高,而其他4個總功率區間中,各車輛節點在表1范圍內的取值都可以保證系統可靠性。因此,按照表1提供的不同總發射功率區間內各個車輛節點的分配比例進行功率分配,能夠保障系統可靠性,并縮小發射功率分配比例搜索空間,提高功率分配效率。

圖7　不同發射功率值下的端到端BER

圖8　不同總功率區間內的端到端BER

此外,對比圖8(c)區間與圖8(e)可以發現，兩區間內系統端到端BER基本相同。即當各車輛節點發射功率滿足約束條件時,較低的車輛節點發射功率也能保證車載通信系統的可靠性傳輸。因此,依據表1分配車輛節點發射功率,能夠有效降低車載通信系統的總能量消耗。

4　結　論

本文研究了一種全雙工車載環境下基于非對稱調制的系統通信方法,并分析系統誤比特性能。在考慮殘余自干擾信號隨功率變化的情況下,推導了系統的端到端BER精確表達式。在此基礎上,通過優化端到端EBR函數的約束條件,分析各個車輛節點存在發射閾值時,總功率取值與車輛節點功率分配比例對端到端BER的影響。數值結果表明,所提方法通過配置合理的總發射功率以及車輛節點功率比例,兼顧車載通信的有效性需求與可靠性需求,在節約車載通信時頻資源的同時,滿足常見車載通信系統對非對稱交通信息的可靠傳輸需求。

參考文獻：

[1] 王良民,劉曉龍,李春曉,等.5G車聯網展望[J].網絡與信息安全學報,2016,2(6):1-12.

WANG L M, LIU X L, LI C X, et al. Overview of internet of vehicles for 5G[J]. Chinese Journal of Network and Information Security, 2016, 2(6): 1-12.

[2] XIAO H L, HU Y, YAN K, et al. Power allocation and relay selection for multisource multirelay cooperative vehicular networks[J]. IEEE Trans.on Intelligent Transportation Systems, 2016, 17(11): 3297-3305.

[3] POPOVSKI P, YOMO H. Wireless network coding by amplify-and-forward for bi-directional traffic flows[J]. IEEE Communications Letters, 2007, 11(1):16-18.

[4] KO? A, ALTUNBAS I, YONGA?OGLU A. Outage performance of full duplex physical layer network coding systems in Nakagami-m channels[C]∥Proc.of the 24th IEEE Signal Processing and Communication Application Conference, 2016: 749-752.

[5] ZHANG X, LI Y, LIN J, et al. On performance of judging region and power allocation for wireless network coding with asymmetric modulation[C]∥Proc.of the IEEE Vehicular Technology Conference, 2011: 1-5.

[6] CHEN Z, LIU H, WANG W. A novel decoding-and-forward scheme with joint modulation for two-way relay channel[J]. IEEE Communications Letters, 2010, 14(12): 1149-1151.

[7] WANG Y, JIANG Q, CHEN Z, et al. Outage probability of two-way full-duplex amplify-forward relay systems with asymmetric traffic requirements[C]∥Proc.of the IEEE International Conference on Wireless Communications & Signal Processing (WCSP), 2015: 1-5.

[8] LI C, WANG Y, CHEN Z Y, et al. Performance analysis of the full-duplex enabled decode-and-forward two-way relay system[C]∥Proc.of the IEEE International Conference on Communications Workshops (ICC), 2016: 559-564.

[9] LI C, CHEN Z, WANG Y, et al. Outage analysis of the full-duplex decode-and-forward two-way relay system[J]. IEEE Trans.on Vehicular Technology, 2017, 66(5): 4073-4086.

[10] GOYAL S, LIU P, PANWAR S S, et al. Full duplex cellular systems: will doubling interference prevent doubling capacity[J]. IEEE Communications Magazine, 2015, 53(5): 121-127.

[11] ZHANG Z, MA Z, DING Z, et al. Full-duplex two-way and one-way relaying: average rate, outage probability, and tradeoffs[J]. IEEE Trans.on Wireless Communications, 2016, 15(6): 3920-3933.

[12] MAFRA S B, FERNANDEZ E M G, SOUZA R D. Performance analysis of full-duplex cooperative communication in vehicular Ad-Hoc networks[J].IFAC-Papers on Line,2016,49(30):227-232.

[13] DUARTE M, DICK C, SABHARWAL A. Experiment driven characterization of full-duplex wireless systems[J]. IEEE Trans.on Wireless Communications, 2012, 11(12): 4296-4307.

[14] ZHANG Z, MA Z, XIAO M, et al. Two-timeslot two-way full-duplex relaying for 5G wireless communication networks[J]. IEEE Trans.on Communications, 2016, 64(7): 2873-2887.

[15] RIIHONEN T, WERNER S, WICHMAN R. Hybrid full-duplex/ half-duplex relaying with transmit power adaptation[J]. IEEE Trans.on Wireless Communications,2011,10(9):3074-3085.

[16] 劉洪,任術波,項海格.不均等雙向解碼轉發機會中繼通信性能分析[J].系統工程與電子技術,2012,34(11):2344-2350.

LIU H, REN S B, XIANG H G. Performance analysis of asymmetric two-way decode-and-forward opportunity relaying[J]. Systems Engineering and Electronics, 2012, 34(11): 2344-2350.

[17] ILHAN H, UYSAL M, ALTUNBAS I. Cooperative diversity for intervehicular communication: performance analysis and optimization[J]. IEEE Trans.on Vehicular Technology, 2009, 58(7): 3301-3310.

[18] AKKI A S, HABER F. A statistical model of mobile-to-mobile land communication channel[J]. IEEE Trans.on Vehicular Technology, 1986, 35(1): 2-7.

[19] GAO F, ZHANG R, LIANG Y C. Channel estimation for OFDM modulated two-way relay networks[J]. IEEE Trans.on Signal Processing, 2009, 57(11): 4443-4455.

[20] 羅志鋒,徐洪剛,何山.車路互聯網的底層協議-802.11p標準[J].電子質量,2011,22(11):45-50.

LUO Z F, XU H G, HE S. 802.11 p standard specification for telecommunications and information exchange between roadside and vehicle systems[J].Electronics Quality,2011,22(11):45-50.