一種實(shí)用突發(fā)CSK/SS通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

鄧雪群

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第十研究所，四川 成都 610036)

0　引言

測(cè)控與信息傳輸系統(tǒng)是高速無人飛行器信息電子系統(tǒng)的核心之一，它在傳統(tǒng)飛行器統(tǒng)一測(cè)控系統(tǒng)的跟蹤、測(cè)軌、遙控、遙測(cè)及載荷數(shù)據(jù)傳輸“四合一”功能基礎(chǔ)上[1]，綜合了任務(wù)規(guī)劃與指揮控制功能。其中的遙控、任務(wù)指揮控制功能主要由視距測(cè)控通信鏈路與超視距測(cè)控通信鏈路互為補(bǔ)充完成。

與傳統(tǒng)飛行器測(cè)控相比，高速無人飛行器視距測(cè)控通信需解決如下問題[2-3]：① 復(fù)雜電磁環(huán)境下的強(qiáng)抗干擾、優(yōu)越低截獲性能傳輸需求；② 高動(dòng)態(tài)環(huán)境下導(dǎo)致較大的多普勒頻移問題；③ 戰(zhàn)場(chǎng)邊緣應(yīng)用及平臺(tái)的隨機(jī)擺動(dòng)與反射，會(huì)造成信號(hào)電平嚴(yán)重衰落，以及低仰角多徑效應(yīng)問題。采用擴(kuò)頻通信技術(shù)是解決上述問題的一種技術(shù)途徑，但擴(kuò)頻通信傳輸速率、擴(kuò)頻增益、信號(hào)帶寬的相互制約，突發(fā)方式下的傳輸效率與快速同步的矛盾，以及工程實(shí)現(xiàn)時(shí)算法精度與硬件資源的矛盾都是技術(shù)難題。因此，本文設(shè)計(jì)了一種實(shí)用的突發(fā)碼移鍵控?cái)U(kuò)頻通信系統(tǒng)，從理論推導(dǎo)及仿真驗(yàn)證的角度分析上述問題的解決思路，并基于精度、速度、資源均衡原則對(duì)解調(diào)接擴(kuò)、同步等算法進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，使其適用于實(shí)際工程實(shí)現(xiàn)，對(duì)其他測(cè)控與信息系統(tǒng)的工程設(shè)計(jì)具有一定參考意義。

1　系統(tǒng)設(shè)計(jì)

系統(tǒng)采用DBPSK+碼移鍵控?cái)U(kuò)頻調(diào)制，偽隨機(jī)(Pseudo Noise，PN)碼長(zhǎng)為127位，碼速率為8 MHz。為適應(yīng)突發(fā)擴(kuò)頻通信系統(tǒng)，設(shè)計(jì)幀結(jié)構(gòu)由同步段、標(biāo)志段和數(shù)據(jù)段3部分構(gòu)成。同步段主要完成突發(fā)信號(hào)到達(dá)檢測(cè)、自動(dòng)增益(Automatic Gain Control，AGC)控制、頻偏估計(jì)、偽碼同步、位同步和幀同步等功能。標(biāo)志段用于傳送消息長(zhǎng)度、糾錯(cuò)方式和數(shù)據(jù)發(fā)送模式等有效信息。數(shù)據(jù)段用于傳輸用戶數(shù)據(jù)。系統(tǒng)設(shè)計(jì)原理框圖如圖1所示。

圖1　系統(tǒng)原理

2　調(diào)制算法設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

調(diào)制部分工作流程：串行輸入用戶數(shù)據(jù)經(jīng)信道編碼后串并轉(zhuǎn)換形成4路信息流，前3路信息用于控制擴(kuò)頻碼的選擇，第4路信息差分編碼后與選出的擴(kuò)頻碼進(jìn)行正反碼選擇，然后經(jīng)符號(hào)映射、同步段組幀、脈沖成型得到基帶數(shù)據(jù)。基帶數(shù)據(jù)經(jīng)DA轉(zhuǎn)換、低通濾波、模擬中頻調(diào)制，產(chǎn)生中頻碼移鍵控?cái)U(kuò)頻調(diào)制信號(hào)，送入信道分機(jī)。

信道編碼設(shè)計(jì)采用循環(huán)冗余校驗(yàn)(Cyclic Redundancy Check，CRC)編碼、RS編碼、卷積編碼、加擾和交織，加擾的目的是保證傳輸數(shù)據(jù)的隨機(jī)性，使信號(hào)頻譜彌散而保持穩(wěn)恒，對(duì)同步提取、降低信號(hào)峰值—平均值功率比有重要意義[4]，交織的作用則是把突發(fā)錯(cuò)誤離散為隨機(jī)錯(cuò)誤，以保證糾錯(cuò)碼的有效性。擴(kuò)頻碼選用自、互相關(guān)性良好、碼型數(shù)量較多的平衡Gold碼，具有較好的頻譜特性，有利于載波抑制。脈沖成型濾波采用平方根升余弦滾降濾波器，滾降系數(shù)取0.35。

3　解調(diào)算法設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

解調(diào)部分工作流程：中頻信號(hào)經(jīng)帶通濾波、可變?cè)鲆娣糯笃?Variable Gain Amplifier，VGA)電路調(diào)整、AD采樣得到數(shù)字碼流送入FPGA解調(diào)，在FPGA中對(duì)其進(jìn)行數(shù)字下變頻、匹配濾波，得到I、Q兩路基帶信號(hào)，經(jīng)同步后送碼移鍵控解擴(kuò)解調(diào)，信道譯碼后輸出原始用戶信息。

3.1　采樣率的確定

本系統(tǒng)接收中頻信號(hào)中心頻率fIF=80 MHz，帶寬B=PN碼速率(1+滾降系數(shù))=10.8 MHz，適合采用帶通采樣定理。為滿足窄帶中頻信號(hào)無混疊采樣條件，帶通信號(hào)采樣率fs應(yīng)該滿足如下充要條件[5]：

(1)

式中，fH為帶通信號(hào)的最大頻率點(diǎn)；fL為帶通信號(hào)的最小頻率點(diǎn)；N為整數(shù)，其取值范圍為：

(2)

式中，int(·)表示取整數(shù)。

為便于數(shù)字下變頻后的抽取處理，采樣率的選取通常需保證采樣后的數(shù)據(jù)速率為PN碼速率的整數(shù)倍。同時(shí)為簡(jiǎn)化電路設(shè)計(jì)，系統(tǒng)采用單路A/D實(shí)采樣，為減小頻譜混疊，則要求采樣率至少為PN碼速率的8倍以上。這里取12倍基帶碼元速率fs=96 MHz。帶通采樣的頻譜搬移如圖2所示，信號(hào)從高中頻變換到低中頻fLF=fIF-lfs=16 MHz，其中l(wèi)是使fLF的絕對(duì)值最小的自然數(shù)，本方案設(shè)計(jì)中l(wèi)取1。

圖2　A/D采樣頻譜搬移示意

3.2　數(shù)字下變頻

數(shù)字下變頻作用是將A/D采樣后的數(shù)字信號(hào)從低中頻搬移到基帶，同時(shí)根據(jù)同步模塊計(jì)算的頻率偏差估計(jì)值對(duì)信號(hào)進(jìn)行校正，并實(shí)現(xiàn)采樣率的變換。

假設(shè)收發(fā)端存在載波頻率偏差Δf，A/D帶通采樣后的低中頻分量可表示為：

rLF(t)=d(t)c(t)cos[2π(fLF+Δf)t]，

(3)

式中，d(t)表示基帶波形；c(t)表示擴(kuò)頻波形；載波功率歸一化為1。

對(duì)rLF(t)混頻、低通濾波后即得到基帶信號(hào)為：

rB(t)=d(t)c(t)ej2πΔft。

(4)

A/D采樣數(shù)字信號(hào)經(jīng)混頻到零中頻后，輸出到低通濾波器以濾除倍頻分量，然后進(jìn)行抽取，降低樣本速率，以利于后續(xù)信號(hào)處理。低通濾波器同時(shí)實(shí)現(xiàn)了抽取前的抗混疊濾波功能。基于處理精度、資源和計(jì)算速度的綜合考慮，后級(jí)匹配濾波處理要求采樣速率至少為PN碼速率4倍以上，因此選取抽取因子為3。

數(shù)字下變頻實(shí)現(xiàn)框圖如圖3所示，由數(shù)控振蕩器(Numerically Controlled Oscillator，NCO)、混頻器(乘法器)、低通濾波器和抽取器組成。

圖3　數(shù)字下變頻實(shí)現(xiàn)原理

3.3　匹配濾波

匹配濾波的目的是從4倍符號(hào)采樣的數(shù)字信號(hào)中恢復(fù)出具有最佳采樣點(diǎn)的信號(hào)，與調(diào)制部分的脈沖成型濾波器對(duì)應(yīng)，采用相同滾降系數(shù)的平方根升余弦滾降濾波器對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行FIR濾波。

3.4　碼移鍵控?cái)U(kuò)頻解擴(kuò)/解調(diào)

系統(tǒng)的擴(kuò)頻調(diào)制采用PN碼和數(shù)據(jù)符號(hào)同步的方式，即一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)轉(zhuǎn)換點(diǎn)對(duì)應(yīng)著一個(gè)PN碼周期的轉(zhuǎn)換點(diǎn)，擴(kuò)頻碼周期也不太長(zhǎng)，因此可采用數(shù)字匹配濾波器進(jìn)行數(shù)字相關(guān)解擴(kuò)，在解擴(kuò)的同時(shí)實(shí)現(xiàn)信息解調(diào)，并且達(dá)到PN碼快速捕獲的目的[6]。

匹配相關(guān)輸出相關(guān)函數(shù)可表示為：

0≤τ

(5)

式中，Ts為一個(gè)PN碼周期的時(shí)間長(zhǎng)度。

① 當(dāng)載波頻偏Δf=0時(shí)，

R(kTs+τ)=d(k)Rc(kTs+τ)，

(6)

(7)

式中，d(k)為接收的第kTs時(shí)刻差分用戶信息；Rc(kTs+τ)為擴(kuò)頻波形c(t)的相關(guān)函數(shù)。

② 當(dāng)載波頻偏Δf≠0時(shí)，載波頻率偏差會(huì)對(duì)相關(guān)峰各樣值點(diǎn)幅度帶來不同程度的衰減。此時(shí)，若接收信號(hào)與本地PN碼波形完全匹配，輸出相關(guān)函數(shù)峰值為：

R(kTs)=d(k)ej2πΔfkTssinc(ΔfTs)。

(8)

從上述定量分析可以看出，匹配濾波器的輸出R(kTs+τ)是一個(gè)與PN碼同周期的周期函數(shù)，幅度受用戶數(shù)據(jù)符號(hào)調(diào)制。載波頻偏對(duì)相關(guān)峰峰值的影響是會(huì)產(chǎn)生一個(gè)sinc函數(shù)衰減因子。因此，相關(guān)解擴(kuò)前先做載波頻偏糾正，在相關(guān)峰最大值處采樣即可解調(diào)出差分信息d(k)。

系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)時(shí)設(shè)計(jì)采用16個(gè)PN碼相關(guān)器代替I、Q兩路16個(gè)匹配濾波器，在位同步時(shí)鐘控制下對(duì)相關(guān)器運(yùn)算結(jié)果進(jìn)行采樣、清零處理，這樣，每127×4=508個(gè)時(shí)鐘周期輸出一組8個(gè)樣值，輸出峰值的相關(guān)器序號(hào)即對(duì)應(yīng)著解調(diào)信息的前3位。這種方案的運(yùn)算量是匹配濾波器實(shí)現(xiàn)方案的1/508，并且不占用延時(shí)寄存器單元。另外，為便于數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)，相關(guān)峰幅度計(jì)算由式(9)近似算法來替代：

SMAG=max{abs(I)，abs(Q)}+

(9)

式中，I、Q分別表示I路、Q路相關(guān)器輸出信號(hào)。

3.5　DBPSK解調(diào)

DBPSK解調(diào)采用延遲差分解調(diào)方式，輸入基帶差分信號(hào)d(k)，I(k)和Q(k)分別表示d(k)的實(shí)部和虛部，A(k)和φ(k)分別表示d(k)的幅度和相位，其復(fù)數(shù)表示如下：

d(k)=I(k)+jQ(k)=A(k)ejφ(k)。

(10)

延遲差分解調(diào)輸出信號(hào)為：

A(k)A(k-1)ej(φmod(k)+Δφrot(k))，

(11)

式中，Δφmod(k)表示由于調(diào)制而引起的相鄰符號(hào)間的相差；Δφrot(k)表示由于收發(fā)頻差而引起的相鄰符號(hào)間的相差。

對(duì)于DBPSK信號(hào)，相鄰符號(hào)間調(diào)制相差Δφmod(k)為0或π，經(jīng)過頻偏糾正后Δφrot(k)≈0，因此可通過dout的實(shí)部進(jìn)行符號(hào)判決獲得解調(diào)信息，dout的實(shí)部可用其內(nèi)積表示：

dIout(k)=I(k)I(k-1)+Q(k)Q(k-1)。

(12)

延遲差分解調(diào)方式實(shí)現(xiàn)原理框圖如圖4所示。

圖4　DBPSK信號(hào)解調(diào)實(shí)現(xiàn)原理

3.6　同步算法

由于收發(fā)時(shí)鐘頻率源的異步工作以及頻率的漂移、擴(kuò)頻序列的啟動(dòng)時(shí)差、電波傳播的時(shí)延、多普勒頻偏、多徑效應(yīng)以及突發(fā)時(shí)間的不確定性等因素[7]，會(huì)造成擴(kuò)頻通信系統(tǒng)收發(fā)兩端的不同步。而突發(fā)模式的擴(kuò)頻通信中，往往為了抗偵收、抗截獲，突發(fā)時(shí)隙較短，要求系統(tǒng)快速、準(zhǔn)確地建立同步。傳統(tǒng)的鎖相環(huán)路同步方法不能滿足其同步時(shí)間要求。本系統(tǒng)采用同步頭方式，設(shè)計(jì)了一種開銷小、快速同步的算法，其實(shí)現(xiàn)原理框圖如圖5所示。下面介紹其詳細(xì)算法設(shè)計(jì)。

圖5　同步算法實(shí)現(xiàn)原理

3.6.1到達(dá)檢測(cè)

突發(fā)通信的信號(hào)到達(dá)檢測(cè)至關(guān)重要，決定著AGC能否正常起控以及后續(xù)的同步能否準(zhǔn)確建立。同時(shí)，由于信號(hào)在傳輸過程中不可避免地受到噪聲、干擾和頻偏等影響，導(dǎo)致相關(guān)峰幅度衰減、丟失或出現(xiàn)假的相關(guān)峰，信號(hào)到達(dá)檢測(cè)算法的設(shè)計(jì)必須充分考慮降低假同步、漏同步概率。目前熟知的檢測(cè)方法有3種[8-9]：滑動(dòng)相關(guān)能量檢測(cè)(只適用于正信噪比條件)、序列相關(guān)檢測(cè)(同步頭開銷大)、相關(guān)峰檢測(cè)(并行檢測(cè)，耗費(fèi)資源)，本系統(tǒng)綜合考慮后采用相關(guān)峰檢測(cè)法，算法設(shè)計(jì)如下：

設(shè)計(jì)多個(gè)連續(xù)的時(shí)間窗，每個(gè)窗口的時(shí)間長(zhǎng)度等于一個(gè)PN碼周期，如圖6所示(圖中以4個(gè)相關(guān)峰為例)。同時(shí)，在所有大的時(shí)間窗內(nèi)的相同位置處設(shè)置小的時(shí)間窗，窗口長(zhǎng)度大于相關(guān)峰寬度(8個(gè)時(shí)鐘周期)，設(shè)為40。在小時(shí)間窗內(nèi)搜索最大值，如果所有時(shí)間窗內(nèi)最大值出現(xiàn)的位置均相同，也就是檢測(cè)到多個(gè)連續(xù)的相關(guān)峰，則判決信號(hào)到達(dá)。

圖6　相關(guān)峰檢測(cè)原理

實(shí)際通信過程中因多徑、多普勒頻偏、信道噪聲以及干擾等影響，相關(guān)峰可能丟失或出現(xiàn)隨機(jī)相位抖動(dòng)。仿真分析發(fā)現(xiàn)，噪聲會(huì)導(dǎo)致相關(guān)峰隨機(jī)衰減，頻偏對(duì)每一個(gè)相關(guān)峰的衰減是一致的，但它是導(dǎo)致相關(guān)峰幅度嚴(yán)重衰減的因素，同時(shí)導(dǎo)致相關(guān)峰主瓣和旁瓣的比值大大減小。因此，該算法實(shí)現(xiàn)時(shí)需將相關(guān)峰個(gè)數(shù)門限適當(dāng)降低，相關(guān)峰發(fā)生一兩個(gè)點(diǎn)的漂移時(shí)也判決為最大值出現(xiàn)位置相同，以減小漏同步的概率。仿真1 000次，結(jié)果顯示信噪比不小于-9 dB、多普勒頻偏不大于25 kHz時(shí)該算法無漏檢。

3.6.2偽碼同步、位同步

系統(tǒng)設(shè)計(jì)一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)轉(zhuǎn)換點(diǎn)對(duì)應(yīng)一個(gè)PN碼周期的轉(zhuǎn)換點(diǎn)，并且同步段、信息段和數(shù)據(jù)段所用PN碼長(zhǎng)度相同，信號(hào)到達(dá)檢測(cè)的同時(shí)也實(shí)現(xiàn)了偽碼同步、位同步的粗同步。但由于每一個(gè)碼片內(nèi)有4個(gè)采樣點(diǎn)，粗同步時(shí)刻可能在相關(guān)峰最大值處提前幾個(gè)點(diǎn)或相關(guān)函數(shù)的旁瓣峰值處，偽碼同步、位同步的精確同步算法設(shè)計(jì)如下：粗同步時(shí)刻存儲(chǔ)相關(guān)函數(shù)值最大的一路所有大時(shí)間窗內(nèi)樣值，然后分別搜索每個(gè)時(shí)間窗內(nèi)的最大值時(shí)刻，出現(xiàn)峰值最多的時(shí)刻即為位同步時(shí)刻。

需要說明的是，本系統(tǒng)為短時(shí)突發(fā)通信系統(tǒng)，不適合采用復(fù)雜符號(hào)同步算法對(duì)符號(hào)時(shí)鐘進(jìn)行精確跟蹤，經(jīng)過上述同步處理后，符號(hào)誤差已在±1/8符號(hào)寬度內(nèi)，對(duì)后續(xù)符號(hào)判決基本沒影響。

3.6.3幀同步

幀同步的建立決定著信道譯碼的起始，是減少漏幀、錯(cuò)幀的關(guān)鍵算法。系統(tǒng)設(shè)計(jì)在位同步碼后添加特別的識(shí)別器序列“0 0 0 1”作幀同步，識(shí)別器序列的選擇要求序列具有小的自相關(guān)旁瓣，與同步碼之間具有小的互相關(guān)。一旦獲得精確位同步即開始對(duì)后續(xù)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，在連續(xù)的解調(diào)序列中檢測(cè)到“0 0 0 1”序列時(shí)即獲得幀同步。幀同步檢測(cè)原理如圖7所示。

圖7　幀同步檢測(cè)原理

3.6.4載波同步

載波頻偏差一般來源于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間晶振的不匹配和無線移動(dòng)信道多普勒效應(yīng)2個(gè)方面[10-11]。載波同步包括相偏估計(jì)、頻偏估計(jì)。對(duì)于載波相偏，相關(guān)函數(shù)I、Q兩路的平方和運(yùn)算可以消除固定相偏的影響，同時(shí)差分解調(diào)對(duì)固定相偏不敏感，故本系統(tǒng)只設(shè)計(jì)載波頻偏估計(jì)算法。

匹配濾波器的輸出相關(guān)函數(shù)具有如下特性：

R(t+Ts)=ej2πΔfTsR(t)。

(13)

利用相關(guān)函數(shù)的周期重復(fù)性，采用基于雙滑動(dòng)窗口的方法進(jìn)行頻偏估計(jì)，原理如圖8所示。

圖8　頻譜估計(jì)算法原理

對(duì)于雙滑動(dòng)窗口tA-tB=Ts，t時(shí)刻的相關(guān)值相位表示為：

2πΔf(t)Ts。

(14)

載波頻偏估計(jì)結(jié)果：

(15)

雙滑動(dòng)窗口相關(guān)值相位φ(t)的變化范圍為[-π，π)，所以這種頻偏估計(jì)方法的頻率估計(jì)范圍：

(16)

由于噪聲的影響，式(16)計(jì)算得到的載波頻偏估計(jì)值總是在頻偏均值附近呈方差分布，為減少頻偏估計(jì)抖動(dòng)，可對(duì)一段時(shí)間內(nèi)的頻偏估計(jì)結(jié)果做統(tǒng)計(jì)平均，統(tǒng)計(jì)時(shí)間越長(zhǎng)，估計(jì)精度越高，同樣計(jì)算量也會(huì)增加。仿真結(jié)果顯示，信噪比不小于-9 dB、8個(gè)PN碼的統(tǒng)計(jì)平均結(jié)果就能較好地滿足系統(tǒng)性能要求。

3.6.5AGC算法

AGC算法設(shè)計(jì)的關(guān)鍵指標(biāo)是穩(wěn)定性和響應(yīng)速度[12]，穩(wěn)定性要求電壓抖動(dòng)小，不易受脈沖干擾影響，響應(yīng)速度要求電路在盡量短的時(shí)間內(nèi)將輸入信號(hào)放大/衰減到正常范圍，并能跟蹤信號(hào)幅度的低頻變化。若采用普通的反饋AGC算法，無法滿足短時(shí)突發(fā)系統(tǒng)的響應(yīng)速度要求，且容易產(chǎn)生“尖峰”和“凹陷”。本系統(tǒng)采用如下AGC方案：若未檢測(cè)到信號(hào)時(shí)，設(shè)置固定增益；檢測(cè)到信號(hào)到達(dá)時(shí)，則進(jìn)入AGC起控流程，根據(jù)相關(guān)杉樹幅度進(jìn)行AGC控制，每一幀信號(hào)進(jìn)行一次AGC控制，幀內(nèi)信號(hào)的平穩(wěn)性主要由信道分機(jī)保證。

相關(guān)函數(shù)幅度與輸入信號(hào)幅度的平方成正比，假定在沒有衰減的情況下全部用于到達(dá)檢測(cè)的相關(guān)值幅度之和為y0，實(shí)際接收信號(hào)的相關(guān)值幅度之和為y，完成到達(dá)檢測(cè)后，AGC模塊根據(jù)下式的運(yùn)算結(jié)果控制衰減器：

(17)

式中，plusn為衰減器上一次衰減分貝值。

AGC算法實(shí)現(xiàn)原理框圖如圖9所示。

圖9　AGC實(shí)現(xiàn)原理

4　仿真分析

基于前文設(shè)計(jì)對(duì)系統(tǒng)解調(diào)性能進(jìn)行仿真分析，仿真結(jié)果如表1所示。其中，信息速率設(shè)為最大值200 kbps，多普勒頻偏分別設(shè)為10 kHz、31 kHz，到達(dá)檢測(cè)門限設(shè)定為8。

表1不同信噪比條件下的解調(diào)性能

信噪比/dB無頻偏10kHz31kHz31kHz[無頻偏糾正]無噪聲0000．25-80000．25-90000．25-10000．00020．2507

理論推導(dǎo)及算法仿真均表明，本系統(tǒng)算法設(shè)計(jì)可支持低信噪比(-9 dB)、大動(dòng)態(tài)多普勒頻移(±31 kHz)條件下最高200 kbps信息傳輸速率。若采用預(yù)先糾正頻偏和3路并行復(fù)用同步檢測(cè)方法，可在不增加硬件資源占用的情況下進(jìn)一步提升系統(tǒng)抗多普勒頻移能力(最大±62 kHz)。

本文設(shè)計(jì)的相關(guān)峰同步檢測(cè)算法與傳統(tǒng)的序列監(jiān)測(cè)和滑動(dòng)相關(guān)檢測(cè)算法相比，占用硬件資源相當(dāng)，但幀利用效率和同步捕獲時(shí)間都大大提升。如采用序列檢測(cè)算法或滑動(dòng)相關(guān)算法，仿真表明在-9 dB信噪比要求下，71個(gè)PN碼長(zhǎng)度才能具備較好的性能，而本文算法僅需16個(gè)PN碼，且這2種算法因幀長(zhǎng)過長(zhǎng)，AGC和頻偏還需額外增加跟蹤校正處理。

5　結(jié)束語(yǔ)

碼移鍵控?cái)U(kuò)頻通信技術(shù)具有抗干擾能力強(qiáng)、隱蔽性、保密性和傳輸速率高等諸多優(yōu)點(diǎn)，適合應(yīng)用于高速無人飛行器視距測(cè)控通信，但突發(fā)工作方式下的高傳輸效率、快速同步以及硬件資源消耗矛盾是技術(shù)難題。本文詳細(xì)描述了系統(tǒng)設(shè)計(jì)原理、各環(huán)節(jié)參數(shù)選擇方法，給出一種利用匹配相關(guān)實(shí)現(xiàn)解擴(kuò)解調(diào)、快速同步及AGC控制算法，并對(duì)算法進(jìn)行優(yōu)化，

滿足利用較少同步頭即實(shí)現(xiàn)快速同步的同時(shí)，大大減少了硬件資源占用。通過仿真分析，該算法具有良好的解調(diào)性能，滿足系統(tǒng)應(yīng)用需求。

系統(tǒng)已在AD+FPGA+DA全數(shù)字平臺(tái)實(shí)現(xiàn)，并應(yīng)用到某測(cè)控與信息傳輸系統(tǒng)中，試驗(yàn)測(cè)試表明這是一種可靠的高速擴(kuò)頻實(shí)現(xiàn)方案。

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