純硬件開環電壓型無死區半橋逆變器研究

湯定德

(江西科技學院機械工程學院，江西 南昌 330098)

0　引言

隨著生活水平的提高、環境的變化和網絡的普及，人們的生活和工作觀念也在不斷地發生變化，對自然環境的要求也越來越高。新能源發電具有節能、環保的優點。由于目前大部分用電設備仍采用交流供電，故新能源發電往往需使用逆變器。

逆變器是將直流電轉換成交流電的裝置。目前使用的逆變器以電壓型居多。從經濟性和便于維護的角度考慮，家用逆變器宜采用半橋逆變。但無論是半橋逆變器還是全橋逆變器，往往都會為了避免同一橋臂直通而設置死區時間。其死區時間應大于等于開關管的開通和關斷時間的最大值，以防止因上下橋臂直通而產生短路[1]。然而，設置死區時間會造成輸出電流波形畸變、低次諧波增加和基波電壓損失，且隨著輸出頻率的提高，死區時間對波形的影響越來越嚴重[2]。此外，三電平逆變器相對于兩電平逆變器，其開關管的電壓應力減少了50%，同時輸出的濾波電感和電容值也相應減少[3-4]。為此，本文設計了一種純硬件開環電壓型無死區半橋三電平逆變器。

1　純硬件無死區半橋逆變系統

開環電壓型無死區半橋逆變器系統原理圖如圖1所示。

圖1　系統原理圖

開關管VT1與VT2采用絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor,IGBT)，位于同一橋臂。驅動信號采用單極性正弦脈寬調制 (sinusoidal pulse width modulation,SPWM)波，且VT1與VT2的驅動信號極性相反，這樣能保證在基波的任一半周內始終只有一個開關管導通，有效避免了同一橋臂上下直通。直通只會出現在基波電壓過零點，但由于IGBT允許一定的短路時間，故逆變器因此而損壞開關管IGBT純屬小概率事件。

隨著新技術的發展，出現了越來越多符合電壓滯后電流特性的容性負載，且由于容性電流和感性電流相位相反且相互抵消[5]，故總體負載多為純阻性或呈現弱感性。因此，該電壓型半橋逆變器能很好地滿足諸如“鄉居”小戶型用電的要求。

1.1　IGBT通斷分析

在逆變系統中，開關管(以SKM75GB124D型IGBT為例)對驅動電壓有特殊的要求[6-7]。

①在導通之后，IGBT柵極的驅動電壓和電流都應有足夠的幅度。該幅度須能使IGBT的功率輸出級始終處于飽和狀態，且在IGBT突然過載時，能保證IGBT不會因此而被損壞。

②驅動電路提供給IGBT柵極的正向驅動電壓值并非越高越好。因為負載短路過程中，IGBT的集電極電流將隨著驅動電壓值同向變化，且必須使IGBT所承受的短路電流脈寬變窄，否則20 V的浪涌電壓會損壞IGBT。因此，在實際應用中，IGBT的柵-射極間驅動電壓要取合適的值。試驗證明，IGBT的驅動電壓以10～15 V為最佳。

③在IGBT的關斷過程中，應對柵-射極間施加一定的反向偏壓，使IGBT快速關斷，但反向偏壓過大易造成柵-射極被反向擊穿。故反向偏壓也應取適當值，一般取為-10～-2 V。

根據IGBT(SKM75GB124D)相關資料，本文將電壓控型器件IGBT的驅動和關斷電壓分別取+10 V和-10 V。

1.2　驅動信號

在不設置死區時間的情況下，為避免半橋逆變時同一橋臂上下直通，驅動信號必須為單極性SPWM波，如圖2所示。

圖2　單極性SPWM驅動信號波形

在圖2中，單極性SPWM波的脈寬按虛線所示的低頻正弦調制波(基波)電壓大小進行變化，且在圖1中的VT1導通過程中，VT2因承受幅值為10 V的反向偏壓而可靠截止；反之亦然。在調制信號和高頻載波信號同時過零點的特殊時刻，即驅動信號由+10 V跳變至-10 V(或反之)的瞬間，可能會因IGBT關斷延時而出現同一橋臂直通現象，但這是小概率事件。另外，即使在最壞的情況下，IGBT也能承受10 μs的短路熱應力[8]，這也是無需設置死區時間的另一個原因。

1.3　驅動信號產生電路

要得到如圖2所示的SPWM驅動信號，可先采用傳統方法得到雙極性SPWM波，即由高頻三角波和工頻正弦波進行調制，經比較器產生雙極性SPWM波；再由工頻正弦波經過零比較器所得到的方波電壓控制電壓繼電器，同時利用兩個二極管的單向導電性以實現單極性SPWM信號輸出。若此電路中使用的直流電源電壓為±10 V且輸出功率適當，則該SPWM信號即可作為如圖2所示的驅動信號，而不必另設開關管驅動保護電路。

設工頻正弦波峰值為Um、頻率為fm，高頻三角波峰值為Uc、頻率為fc，則調制比ka(本文設為0.95)和載波比kf(本文設為200)可按式(1)和式(2)計算。

(1)

(2)

當0≤ka≤1時，基波幅值隨著調制比的增大而線性增加。但當調制比大于3.24時，基波幅值卻趨于某飽和狀態，故此時的基波電壓表現為(近似)方波形式。對于中、小功率無死區逆變器，因開關器件的性能較好且開關損耗響應較小，載波比可大于21，從而使濾波變得更加容易[9]。

1.4　逆變輸出原理

由圖1和圖2可知，對于純阻性負載，在調制信號的正半周，VT2始終截止而VT1在正脈沖信號驅動下可靠導通，得到形似驅動信號且幅值為0.5Ud的SPWM電壓。若Z0為阻感型負載，則從調制信號的負半周起，電流經VT2的續流二極管向C2正向充電，直到續流結束，且UAB=-0.5Ud。續流結束后，電流方向開始發生改變(電壓仍為負值)，且VT2開始脈動通斷直至負半周結束，后續周而復始。逆變器輸出電壓波形如圖3所示。

圖3　逆變器輸出電壓波形

由圖3可知，在續流過程中，電流方向不變，但圖1中A、B間的電壓方向發生了變化且持續到續流結束，負載電壓波形也出現了畸變(交越失真)。隨著負載感性的增強，波形畸變也越發嚴重。

2　逆變系統仿真

2.1　仿真模型的搭建

利用MATLAB軟件搭建系統仿真模型時，關鍵在于單極性SPWM信號發生電路。首先，由三角波發生模塊(設置成10 kHz輸出)、正弦波發生模塊(設置成50 Hz輸出)及加減運算模塊構建雙極性SPWM波發生電路[10]；然后，根據調制信號(50 Hz的正弦波)的極性變化情況，將雙極性SPWM波“制作”成單極性SPWM波。

搭建驅動信號發生電路后，將直流電源、開關管、續流二極管、電感與電容(構成輸出交流濾波器)、負載及電壓/電流測試模塊按要求連線，即可構成純硬件單相半橋開環電壓型逆變器電路模型。

2.2　仿真結果

對搭建好的純硬件單相開環電壓型逆變器電路模型進行在線仿真。在純阻性負載情況下，逆變器輸出電壓仿真波形如圖4所示。

圖4　逆變器輸出電壓仿真波形

由圖4可知，在純阻性負載下，系統輸出波形為無失真的正弦波。

3　結束語

對于非重載用戶，為降低成本和便于后續維護，利用新能源發電時，宜采用半橋開環逆變器。為避免因干擾而導致的開關器件誤損壞、因設置死區時間而導致的基波電壓損失以及開環輸出電壓波形畸變等，在純電阻(弱感性)負載情況下，采用單極性SPWM驅動，輸出電壓波形較好。但在阻感型(或較強感性)負載情況下，輸出電壓仍出現波形畸變。這也是后續研究的重點。

參考文獻:

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