用于微電網研究的三相逆變器的設計與實現

梁 斌，謝家祖，史 君，王 為

（天津師范大學電子與通信工程學院，天津 300387）

社會用電負荷的增加，導致電力系統擴容的難度逐步加大.在電力電子技術成熟的條件下，微電網技術的研究和應用獲得重視[1-2].三相逆變器作為微電網中的大多數可控微源，在微電網不同運行模式下的控制策略的研究中尤為重要.針對不同的電網環境，相關學者對三相逆變器的拓撲模型、控制策略和調制算法做了大量研究[3-6].目前，三相逆變器一般選擇單片機作為SPWM調制的核心器件[7]或DSP作為SVPWM調制的核心器件[8].在交流微電網的技術研究中，本文設計了一款能向三相對稱Y連接電阻負載提供三相對稱交流電的并網逆變器，為提高逆變器的效率，盡量降低功耗和成本，在STM32單片機上通過硬件定時器和軟件算法相結合的方式，實現了SVPWM的調制控制.實驗結果表明，當負載線電流有效值為2 A時，線電壓有效值為（24±0.2）V，頻率為（50±0.2）Hz，線電壓諧波畸變率（THD）為1.44%，逆變器的效率為87.70%，負載線電流有效值在0 A～2 A間時，負載調整率為0.25%.

1 主電路及驅動電路設計

主電路拓撲結構如圖1所示，由Q1～Q6功率開關管構成3組對稱的橋臂，實現三相橋式DC-AC逆變轉換電路.L1～L3和C1～C3構成三相LC濾波電路.RL1～RL3為Y連接的對稱負載.

圖1 主電路拓撲結構Fig.1 Topological structure of main circuit

在微電網系統中，對逆變器并網電流的總諧波畸變率要小于3%.因此并網逆變器的輸出濾波器的設計和參數選擇極為關鍵，本設計為小功率并網逆變器，由于開關頻率較高，故采用LC型濾波器.為了讓濾波器輸出的電壓近似為正弦波，又能減少逆變器輸出電壓中高于截止頻率的低次諧波，其截止頻率fL=既要小于PWM輸出電壓含有的最低次諧波頻率，又要遠大于基波頻率，再綜合濾波電感和電容的體積因素，取截止頻率為開關頻率的0.1倍.本設計的PWM輸出開關頻率為10 kHz，故二階LC濾波器的截止頻率為1 kHz.這里選取C1～C3的濾波電容為4.7 μF，計算得濾波電感值為5.4 mH.故L1～L3選用直徑1 mm的漆包線在外徑為18 mm、內徑為10 mm、厚度為6 mm的磁環上繞制20匝，可達到要求.

為主電路配置的驅動電路如圖2所示，完整的驅動電路由3組圖2電路構成.

圖2 MOSFET驅動電路Fig.2 MOSFET drive circuit

這里只介紹一組上下橋臂的驅動電路.驅動芯片IR2110由+5 V電源供電，其9腳VDD端并聯的電容能夠抗干擾，使芯片穩定工作.10和12腳分別為高側和低側PWM信號輸入端.7和1腳分別為高側和低側PWM信號驅動輸出端，其與MOS管的柵極間串有10 Ω的驅動電阻，取值根據經驗公式＜Rg得到.L為驅動信號輸出端到柵極驅動電阻Rg的連接線的電感，取值為40 nH.C為MOS管柵源極電容，由IRF540數據手冊得其值為1.12 nF.為了保證MOS管在關斷狀態時柵極電荷得到快速的泄放，在Rg處并聯了FR107快速恢復二極管.

自舉二極管D2和電容C14是IR2110在PWM驅動模式下挑選和設計的元件.一般工程應用中取C14＞2Qg/（VCC-10-1.5），其中：Qg為MOS管的柵電荷，由IRF540數據手冊得其值為30 nC；VCC為柵極驅動電壓，12 V.自舉二極管的管壓降取為1.5 V，故C14＞0.12 μF即可.這里 C14選容值為 0.22 μF，耐壓 35 V的電解電容.

2 檢測及控制電路設計

電壓、電流和相位的檢測電路如圖3所示.

圖3 檢測電路原理圖Fig.3 Schematic diagram of detection circuit

采用ZMCT101B電壓互感器對交流線電壓和相位進行測量.該互感器額定輸入、輸出電流均為2 mA，變比1 000∶1 000，線性范圍 0～1 000 V 對應0～10mA，線性度不大于0.2%.逆變器輸出的交流線電壓最高為24 V，由額定輸入電流2 mA得輸入電阻R4=12 kΩ，此時互感器輸出電流同樣為2 mA，選120 Ω的采樣電阻得到240 mV的交流電壓.該電壓經過由U3及外圍器件構成的精密整流電路后，得到脈動的直流電，再經由U2構成的同向放大器放大12倍后提供給AD轉換通道.同時互感器的輸出電壓還經過由U1及其外圍電路構成的過零比較電路將50 Hz的正弦波變成方波，提供給處理器的捕獲引腳，進行相位跟蹤.

采用ZMCT103C電流互感器對交流線電流進行測量.其額定輸入電流為5 A，額定輸出電流為5 mA，變比1000∶1，線性范圍0A～10A對應0mA～10mA，線性度不大于0.2%.逆變器輸出的交流線電流最高為2 A，由變比關系得輸出電流為2 mA，選120 Ω的采樣電阻得到240 mV的交流電壓.該電壓經過由U4及外圍器件構成的精密整流電路后，得到脈動的直流電，再經由U2構成的同向放大器放大12倍后提供給AD轉換通道.

逆變器的核心控制電路如圖4所示.

圖4 核心控制電路原理圖Fig.4 Schematic diagram of core control circuit

核心控制電路以32位ARM芯片STM32F103RCT6（意法半導體公司生產）為核心，通過穩壓芯片SPX1117-3.3將直流5V變換為3.3V對其供電.R1和C1構成上電復位電路，其低電平的復位時間τ=10kΩ×0.1μF=1 ms.芯片的3、4引腳配置了32.768 kHz的低頻晶振，為其內部實時時鐘提供頻率源.5、6引腳配置了8 MHz的高速晶振，通過芯片內部的倍頻器可以提供72 MHz的系統工作時鐘.芯片的14～17和20、21引腳為6路12位的AD轉換通道，分別負責3路線電流和3路線電壓的采樣工作.芯片的34～36引腳負責三相線電壓的相位采集.芯片的37～39、23和26～27引腳負責三相橋式逆變電路功率開關器件的PWM驅動控制.

3 控制策略及SVPWM的實現

系統采用PI調節器實現電流內環和電壓外環的雙閉環調節方案，其雙閉環控制原理如圖5所示.

圖5 雙閉環控制原理圖Fig.5 Block diagram of double closed loop control

雙閉環控制能增強抗負載電流擾動能力，使輸出電壓波形更穩定，從而提升動態響應.設電壓外環的傳遞函數為電流內環的傳遞函數為Gi=式（1）和式（2）分別為系統d軸的輸出響應和系統方程[9].

使用7段式SVPWM[10]，首先確定UOUT所在扇區及基本電壓矢量的作用時間.當UOUT以Oαβ坐標系上的分量形式 UOUTα和 UOUTβ給出時，根據式（3）計算 B0、B1、B2.

再利用 P=4sgn（B2）+2sgn（B1）+sgn（B0）計算 P 值，其中sgn（x）為符號函數.通過查表[10]可判定扇區號.

將UOUT、Ux和Ux±60投影到平面直角坐標系，可得式（4）.

由式（4）計算得 t1和 t2，根據 TPWM=t1+t2+t0可得到零矢量的作用時間.

最后根據PWM調制原理，計算出每一相對應比較器的值：

其中taon、tbon和tcon分別為對應的比較器的值，不同扇區比較器的值分配見表1.

表1 不同扇區比較器的值Tab.1 Values of comparators in different sectors

對于軟件編程，設置STM32F103RCT6內置的TIM8定時器為連續增減計數模式，通過查表的方法確定電壓矢量的工作扇區號，再根據式（4）～式（5）確定表1內比較器的寄存器數值，并建立數據表，接著利用查表法確定填入定時器TIM8的比較寄存器的數值，從而實現SVPWM波的輸出控制.

4 實驗結果

本文設計并制作了用于微電網并網研究的三相逆變器樣機，其實物如圖6所示，輸出的三相交流電壓的波形如圖7所示.使用PA3000功率分析儀器測試了逆變器的輸出數據，見表2，輸出數據達到了技術指標的要求.實測結果說明硬件電路的設計方案和器件選型滿足基本要求，采用的PI雙閉環調節器和SVPWM驅動方式也滿足軟件設計的基本要求，該三相逆變器的性能和效率均較優.

圖6 三相逆變器樣機實物圖Fig.6 Real diagram of three-phase inverter prototype

圖7 三相逆變器輸出電壓波形圖Fig.7 Output voltage waveform of three-phase inverter

表2 三相逆變器實測參數Tab.2 Measured parameters of three-phase inverter

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