一種相控陣雷達收發通道幅相一致性校準方法?

陳彥來 王 琦 趙中興

（中船重工集團公司第七二三研究所 揚州 225001）

1 引言

相控陣雷達是一種相位控制電掃描陣列雷達，具有波束快速掃描、波束形狀捷變、發射功率空域合成、接收多波束合成等特點，能夠完成目標探測、目標跟蹤、戰場偵察、場面監視等戰術任務，并且具備很強的抗干擾能力［1～2］。相控陣雷達擁有大量的射頻收發通道，每路收發通道都擁有放大器、濾波器、混頻器等模擬器件，而這些模擬器件固有的幅相誤差，使得相控陣雷達各收發通道間的幅相一致性誤差不可避免，從而造成相控陣天線收發波束的指向發生變化、收發波束展寬、副瓣增高、天線增益下降等一系列問題，進而導致相控陣雷達性能下降，甚至不能工作［3］。因而，相控陣雷達收發通道幅相一致性誤差校準是每部相控陣雷達都不可回避的問題。

針對相控陣雷達收發通道幅相一致性誤差，可以進行射頻校準，但隨著軟件無線電、數字信號處理器DSP和現場可編程邏輯陣列FPGA器件的發展，相控陣雷達普遍采用中頻校準。中頻校準可以采用自適應均衡器進行［4］，但該方法中均衡器系數求解需要進行大量的矩陣求逆運算，限制了校正速度，并且對處理器也提出了很高的速度和資源需求。本文首先分析了相控陣雷達收發通道幅相誤差的來源、緊接著詳細介紹了一種利用中頻數字正交接收機進行收發通道幅相一致性誤差校準的方法，最后利用該方法對某相控陣雷達發射通道進行了幅相一致性誤差校準。本方法充分利用了雷達自身硬件設備，僅增加了監測饋電網絡、參考接收機、發射通道監測接收機等少量硬件設備，而大量的中頻數字正交接收機可以和雷達中頻數字接收機共用。該硬件構架減少了額外硬件設備支出，提高了設備本身的可靠性，降低了硬件成本。同時，本文提出的校準方法，所有接收通道幅相一致性誤差校準可以在一個雷達重頻周期完成，每個雷達重頻周期可以進行一個發射通道誤差校準，校準效率大大提高，有利于減少相控陣雷達陣面調試時間，節省時間成本，同時校準精度高，具有較高的工程應用價值。

2 收發通道幅相一致性誤差原因分析

在理想情況下，相控陣雷達可以實現十分接近理論值的波束指向和波束形狀，然而在工程實際應用過程中，由于收發通道模擬器件的固有特性、數字式移相器和衰減器的量化誤差、制造安裝公差等一系列因素，相控陣雷達收發通道幅相一致性變差，進而引起波束指向和波束形狀改變，影響天線性能。總結下來，相控陣雷達收發通道幅相一致性誤差分為以下五個方面［5～6］。

1）數字式移相器和衰減器的誤差。數字式移相器具有結構簡單、重量輕、移相速度快、損耗小、能提供穩定移相值等優點，在現代相控陣雷達中取得了廣泛應用。但對于K位數字式移相器的每一位而言，只有移位和不移位兩種狀態，數字式移相器能夠提供的最小相移為θMin=2π/2k，即存在相位量化效應；同時對于一個實際的數字式移相器而言，其移向特性也并非是理想的，并不嚴格是最小相移θMin的整數倍，即實際移相值和理論移相值之間存在誤差。有限位數字式衰減器也同樣存在衰減量化效應，實際衰減值和理論值之間的差異。同時，在實際使用過程中發現，某些數字式移相器和衰減器并非相互獨立，即衰減器控制字不變而僅改變移相器控制字時，收發通道的幅度也會發生改變，反之移相器控制字不變而僅改變衰減器控制字時，收發通道的相位也會發生改變。

2）饋電網絡的幅相誤差。對于采用子陣模式的相控陣雷達，饋電網絡通過一級功分器將發射信號配送到子陣輸入端口，在子陣內部再通過二級功分器分配到每個收發通道。饋電網絡幅相誤差包括一級功分器的幅相誤差（相關幅相誤差）和二級功分器的幅相誤差（單元幅相誤差）。一般來言，相關幅相誤差會導致收發波束形狀不對稱、在某些特定角度出現大副瓣，單元幅相誤差會影響天線的副瓣電平、波束指向、增益等。

3）陣元失效的誤差。陣元失效是指由于T/R組件中放大器、環形器、開關等器件損壞而造成的陣元增益急劇下降。

4）溫度變化造成的幅相誤差。

5）隨機誤差。由于相控陣陣面收發通道數量眾多，不同通道之間不可避免地存在射頻接頭制造公差、射頻電纜安裝松緊度誤差、各種有源器件使用過程中出現的組件老化、熱變形等因素造成的誤差等，這些誤差最終都將影響收發通道的幅相一致性，從而使天線指標偏離設計值。

3 收發通道幅相誤差校準方法［7～11］

收發通道幅相一致性誤差校準硬件網絡如圖1所示。由圖1可知，收發通道校準網絡在原雷達設備的基礎上，僅需要增加線陣耦合器、監測饋電網絡、參考接收機、發射通道監測接收機，同時，各路線陣耦合器，監測饋電網絡不同通道間的幅相一致性誤差可以提前通過矢量網絡分析儀測試得出。

接收通道信號流程：頻合器按一定重頻周期發射脈寬固定初始相位相同的接收通道測試信號，經環行器輸入監測饋電網絡，監測饋電網絡將其等功分成N路，每一路經線陣耦合器耦合至T/R組件。所有T/R組件全部置于接收狀態，耦合信號經T/R組件放大后，經射頻接收模塊輸出中頻信號，中頻數字接收機對每路中頻接收信號進行AD采樣、數字下變頻、幅相參數提取；頻合器輸出的接收通道測試信號同時經耦合器送到參考射頻接收模塊輸出參考中頻接收信號，參考通道中頻數字正交接收機對參考中頻接收信號進行進行AD采樣、數字下變頻、幅相參數提取［12］。接收通道信號處理流程如圖2所示。

發射通道信號流程：頻合器按一定重頻周期發射脈寬固定初始相位相同的發射通道測試信號，經發射饋電網絡等分成N路，每一路送至T/R組件，T/R組件內部的收發開關每個重頻周期將某一T/R組件置于發射狀態，該線陣的定向耦合器完成發射信號耦合，并經監測饋電網絡、發射通道射頻監測接收模塊輸出發射通道監測中頻接收信號，發射通道中頻數字正交接收機對其進行AD采樣、數字下變頻、幅相參數提取。頻合器輸出的發射通道測試信號同時經耦合器送到參考射頻接收模塊輸出參考中頻接收信號，參考通道中頻數字正交接收機對參考中頻接收信號進行進行AD采樣、數字下變頻、幅相參數提取。從而完成一個發射通道的幅相校準。依次更改發射組件狀態，即可完成所有發射通道的幅相監測。發射通道信號處理流程如圖3所示。

圖1 通道校準硬件設備框圖

圖2 接收通道信號流程

發射通道和接收通道中頻數字正交接收原理［13］，幅相參數提取方法一樣，下面針對接收通道進行論述。圖4為中頻數字正交接收機信號處理流程。

圖4 中頻數字正交接收機信號處理流程

接收通道的幅相一致性誤差最終表現為各路中頻接收信號幅度和相位的不一致性，假設第n路中頻接收信號為xn，則

式（1）中f0為接收信號中頻頻率，φn為第n路接收信號的相位，式中n∈[1,N]。

根據帶通采樣定理，對第n路接收信號xn進行xn帶通采樣，則

式（2）中，fs為采樣頻率，且fs滿足

式（3）、（4）中，fs為采樣頻率，M為任一正整數，B為信號帶寬。

將數控振蕩器NCO的頻率設在f0，對xn(n)進行正交接收，則

In_tmp(n)，Qn_tmp(n)分別經過FIR低通濾波后，可得

假設第n路中頻接收信號xn(n)的幅度為Ampn(n)，相位為Phan(n)，則

式（9）中幅度單位為dB、式（10）中相位單位為°。

在同一定時脈沖和采樣時鐘的驅動下，對N路中頻接收信號進行正交接收，則可得到N路接收通道的幅度Ampn(n)，相位Phan(n)，n∈[1,N]；同理可以得到參考通道中頻接收信號幅度AmpRef(n)，相位PhaRef(n)。

以參考通道中頻接收信號為標準信號，第n路接收通道的幅度、相位與之相減，并取相反數，即可得到第n路接收通道的補償幅度Amp_Compn(n)和補償幅度相位Pha_Compn(n)。

假設第n路接收通道需要補償的實部為I_Compn(n)，虛部為Q_Compn(n)，則

假設每個接收通道的幅相一致性誤差在特定工作狀態下為特定值，則可以用任一采樣點的補償值來代替整個通道的補償值，即

由此，可以得到特定工作狀態下所有接收通道的幅相補償值，同理可以得到所有發射通道的幅相補償值。依次切換不同頻點、移相值、衰減值即可得到全工作狀態下收發通道的補償值，至此完成所有收發通道在所有狀態下的幅相一致性誤差校準表。

4 收發通道幅相誤差校準效果分析

使用本文第2節方法，對某艦載一維相控陣雷達發射通道幅相一致性誤差進行了校準。該相控陣雷達方位面機械掃描，俯仰面電掃描，天線陣列規模為32行64列，每行線陣對應一個TR組件，每行線陣天線上有64個天線單元分布在方位面上。發射時，在方位面形成窄波束，在俯仰面上形成寬波束，同時通過對各行激勵信號的數字移向和數字衰減實現俯仰面上的電掃描；接收時，接收波束在方位面上保持低副瓣特性，在俯仰上通過后續數字波束合成實現低副瓣多波束。該雷達系統中頻頻率為150MHz，雷達中頻信號帶寬為40MHz，按照第2節式（3）、式（4）、帶通采樣中頻采樣頻率設為120MHz。本文采用AD+FPGA構架完成帶通采樣和中頻數字正交接收機，AD轉換芯片選用TI公司的 AD9653，FPGA 選 用 Xilinx公 司 的XC6VLX315T。AD9653是一款4通道、16位，最高125MSPS模數轉換器，可以同時完成4路中頻接收信號采樣，采用8片并聯，即可完成32路中頻信號采樣；XC6VLX315T擁有大量的乘法器資源，可以同時實現32路數字中頻正交接收機，完成幅相信息提取。

表1為射頻9.8G，移相0，衰減0的情況下參考通道的幅相信息，表2為各個通道的幅相信息及按照本文方法計算出的補償幅度和補償相位。

表1 射頻9.8G，移相0，衰減0的情況下參考通道的幅相信息

表2 射頻9.8G，移相0，衰減0的情況下32個發射通道的幅相信息及補償值

圖5 發射通道幅相一致性誤差校準前方位面的天線方向圖

利用微波暗室近場測試系統，在發射通道幅相一致性誤差校準前后，分別測試了0°俯仰角的天線發射方向圖。圖5、圖6為發射通道幅相一致性誤差校準前方位面、俯仰面的天線方向圖，圖7、圖8為校準后方位面、俯仰面天線方向圖。在圖5、圖6、圖7、圖8中，縱軸為相對于天線主瓣，其它角度的衰減值（單位：dB），橫軸0°為法線方向，即0°俯仰角方向，向右向上為正，向左向下為負（單位：°）。

對比圖5和圖7，可以看出，方位面天線方向圖在發射通道幅相一致性誤差校準后，第一副瓣電平降低了20dB，天線副瓣電平達到了-28dB，可以滿足方位面窄波束需求。圖6表明，在發射通道幅相一致性誤差校準前在-35°～35°俯仰角范圍內俯仰面天線增益反復急劇抖動，達不到使用要求；圖8表明校準后在-35°～35°俯仰角變化范圍內俯仰面天線方向圖保持了比較好的平坦性，最大衰減在1dB之內，能夠滿足俯仰面寬波束要求。由此可見，本文提出的校正方法切實可行。

圖6 發射通道幅相一致性誤差校準前俯仰面的天線方向圖

圖7 發射通道幅相一致性誤差校準后方位面天線方向圖

圖8 發射通道幅相一致性誤差校準后俯仰面天線方向圖

5 結語

本文有效解決了相控陣雷達收發通道幅相不一致性的校準問題。相控陣雷達系統多路收發通道之間的幅相一致性誤差無法避免的，只能在一定程度上通過后期幅相校準來修正。需要指出的是，這種后天的校準算法僅適用與幅相誤差在一定范圍內才是有效的，同時發射通道的幅度校正，會在一定程度上降低雷達發射功率，影響雷達威力；同時各路收發天線本身的幅相一致性誤差、監測校正網絡各通道之間幅相一致性誤差、線陣耦合器的幅相一致性誤差，需要提前測量，然后再加上本文計算出的收發通道的幅相一致性誤差，才能得到完美的相控陣雷達陣面系統幅相一致性誤差校正表。

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