基于滑模雙環(huán)控制的感應(yīng)耦合電能傳輸系統(tǒng)設(shè)計(jì)

龔 明, 李 強(qiáng)

(1. 北京交通大學(xué)機(jī)械與電子控制工程學(xué)院, 北京 100044; 2. 中車工業(yè)研究院有限公司, 北京 100070)

傳統(tǒng)的電能傳輸主要是利用金屬導(dǎo)線的直接接觸來進(jìn)行的,這種直接連接的電能傳輸方式被廣泛運(yùn)用,但這樣傳統(tǒng)的供電方式存在一些不足之處:磨損問題、接觸電火花、導(dǎo)線的裸露而產(chǎn)生的不安全因素及不美觀等[1].而且現(xiàn)在生活中的電子類產(chǎn)品越來越多,導(dǎo)線和插座充電的方式逐漸不能適應(yīng)社會(huì)的發(fā)展,感應(yīng)耦合電能傳輸技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生,作為新興的電能傳輸技術(shù)帶給了人們希望,與傳統(tǒng)的供電方式相比,感應(yīng)耦合電能傳輸技術(shù)通過發(fā)射端與拾取端之間非接觸的方式實(shí)現(xiàn)電能傳輸,可以解決傳統(tǒng)供電方式的不足.特別是針對(duì)軌道交通,可以解決傳統(tǒng)牽引網(wǎng)和第三軌供電方式中由于移動(dòng)磨損、供電體裸露等產(chǎn)生的問題,還可為化工設(shè)備中的檢測(cè)裝置、水下機(jī)器人、分布式傳感器等的供電提供可靠的電能供應(yīng),具有綠色環(huán)保、少維護(hù)等優(yōu)點(diǎn)[2].

感應(yīng)耦合電能傳輸系統(tǒng)運(yùn)用于軌道交通等的無線充電,在負(fù)載頻繁波動(dòng)、參數(shù)變化的情況下保證系統(tǒng)輸出電壓的穩(wěn)定非常重要.逆變器作為感應(yīng)耦合電能傳輸系統(tǒng)中重要的組成部分,其非線性特性使得系統(tǒng)輸出控制難度較大,在負(fù)載波動(dòng)頻繁或參數(shù)變化的情況下,傳統(tǒng)控制方式需要較長(zhǎng)的恢復(fù)時(shí)間,難以滿足軌道交通供電要求.

針對(duì)感應(yīng)耦合電能傳輸系統(tǒng),對(duì)系統(tǒng)整體進(jìn)行雙環(huán)控制研究的文獻(xiàn)很少,大多只是對(duì)逆變器進(jìn)行雙環(huán)控制的研究,而且采用的多為傳統(tǒng)的控制方式,文獻(xiàn)[3-4]中提出了基于比例-積分-微分(proportion integration differentiation, PID)調(diào)節(jié)器的雙環(huán)控制,而且歸納了雙環(huán)控制的優(yōu)點(diǎn),但是對(duì)于逆變器的非線性特性,在負(fù)載波動(dòng)或者參數(shù)變化下,傳統(tǒng)的PID控制方式的控制效果和控制速度不能夠滿足軌道交通供電的要求.傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略的PI調(diào)節(jié)器控制參數(shù)為常數(shù)且較為敏感,在系統(tǒng)啟動(dòng)和負(fù)載變動(dòng)時(shí),存在動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度慢、抗干擾性能差等問題[5].本文把滑模控制作為內(nèi)環(huán)的控制,因?yàn)榛？刂茖?duì)系統(tǒng)模型精度要求不高,對(duì)參數(shù)變化和外部擾動(dòng)不敏感[5],所以避免了控制參數(shù)的敏感性,使得該雙環(huán)控制系統(tǒng)具有更強(qiáng)的抗干擾性,更快的響應(yīng)速度,本文對(duì)系統(tǒng)采用的雙環(huán)控制策略是以滑模控制對(duì)原邊電流的控制作為內(nèi)環(huán),以PI控制對(duì)系統(tǒng)輸出電壓的控制作為外環(huán),利用外環(huán)電壓誤差控制信號(hào)和輸出濾波電感電流狀態(tài)反饋方案得到控制電流,通過內(nèi)環(huán)滑模控制來調(diào)節(jié)原邊電流,使系統(tǒng)輸出電壓跟蹤參考值.單環(huán)控制的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)速度比較慢,在外界擾動(dòng)時(shí)很難獲得理想的動(dòng)態(tài)響應(yīng),雙環(huán)控制比單環(huán)控制的性能優(yōu)越,電流內(nèi)環(huán)擴(kuò)大逆變器控制系統(tǒng)的帶寬,使得逆變器動(dòng)態(tài)響應(yīng)加快,非線性負(fù)載適應(yīng)能力加強(qiáng),輸出電壓的諧波含量減小,控制也比較方便,電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方案也是高性能逆變電源的發(fā)展方向之一[6].

1 系統(tǒng)建模

感應(yīng)耦合電能傳輸系統(tǒng)的原副邊間有大的空氣間隙,是松耦合,為補(bǔ)償大的漏感,通常在原副邊增加電容,串-串、串-并的補(bǔ)償方式被廣泛地使用,如圖1所示,本文選擇的是串-并結(jié)構(gòu),系統(tǒng)主要由高頻逆變、原邊補(bǔ)償、原副線圈、副邊補(bǔ)償、整流、濾波網(wǎng)絡(luò)組成,在原邊,S1～S44個(gè)轉(zhuǎn)換開關(guān)組成了全橋逆變器,副邊是整流二極管D1～D4,逆變器轉(zhuǎn)換開關(guān)和整流二極管通過2個(gè)諧振回路被分開,2個(gè)諧振回路是由補(bǔ)償電容(C1和C2)和原副線圈(L11和L22)組成.直流電流經(jīng)過逆變后變換成高頻的交變電流(i1),并輸入到原邊線圈繞組中,在高頻的電磁場(chǎng)感應(yīng)耦合的作用下將電能傳輸?shù)礁边?副邊得到的高頻交變電流(i2)經(jīng)不可控全橋整流,其輸出經(jīng)濾波網(wǎng)絡(luò)濾波為負(fù)載供電[7].

圖1 感應(yīng)耦合電能傳輸系統(tǒng)電路Fig.1 Inductively coupled power transfer system circuit

1.1 系統(tǒng)原邊建模

系統(tǒng)原邊的等效電路如圖2所示，圖中副邊系統(tǒng)等效到原邊的等效阻抗為[8]

(1)

式中:M為原、副邊線圈的互感,

ω0=(L22C2)-0.5.

圖2 系統(tǒng)原邊的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of the primary side of the system

圖2中:vs為逆變器的輸出電壓;vC為電容電壓；Req為等效電阻,包括原邊線圈內(nèi)阻和副邊系統(tǒng)等效到原邊的電阻;Leq為等效電感.

對(duì)于單相全橋逆變器的串聯(lián)諧振電路,一些文獻(xiàn)采用的是利用狀態(tài)空間平均法得到連續(xù)的數(shù)學(xué)模型[9],一些是建立理想簡(jiǎn)化的統(tǒng)一離散模型[10].本文為使模型簡(jiǎn)化、有效,建立離散時(shí)間動(dòng)態(tài)模型,t=0時(shí),逆變器的輸出電壓為vs,t>0時(shí),i1和vC的時(shí)域方程表達(dá)式為

(2)

vC(t)=vs+e-αt(vC(0)-

(3)

逆變器的輸出電壓是由逆變器的開關(guān)狀態(tài)決定的,t>0時(shí),

vs(t)=VDCM(k)signi0(t),

kT

(4)

式中:k=1,2,…;VDC為逆變器的直流輸入電壓;T=π/ωd為半個(gè)振蕩周期;M(k)為逆變器功率運(yùn)行狀態(tài),M=1時(shí),電路工作在輸入功率模式,使輸出電流持續(xù)的增加,M=0時(shí),電路為自由衰減的模式,在負(fù)載消耗的作用下使輸出電流減小.

假設(shè)Q?1,由式(2)和式(3)得離散時(shí)間方程為

(5)

VC(k+1)=|vC(kT+T)|,

(6)

式中:I0為時(shí)間T內(nèi)輸出電流i1的峰值絕對(duì)值;VC為開關(guān)瞬間的電容電壓.

把式(6)代入式(5),可得離散電流狀態(tài)方程:

I0(k+1)=AI0(k)+Bu(k+1),

(7)

式中:

A=e-π/(2Q)≈1-π(2Q)-1;

u(k+1)=(M(k)+M(k+1))/2;

B=2VDC(ReqQ)-1e-π/(4Q)≈

2VDC(ReqQ)-1(1-π(4Q)-1).

1.2 系統(tǒng)副邊建模

圖3是副邊系統(tǒng)的等效電路圖,圖中:v12為原邊線圈在副邊產(chǎn)生的感應(yīng)電壓;r22為副邊線圈內(nèi)阻;vL為整流輸出電壓;iR為負(fù)載電流；v0為輸出電壓.

對(duì)于副邊系統(tǒng),本文采用大信號(hào)建模的方法,大信號(hào)模型是把所有的狀態(tài)變量轉(zhuǎn)換成緩慢變化的直流量,便于控制[11].如圖3,既有整流器輸入側(cè)的交流部分(AC),又有輸出濾波的直流部分(DC),因此需分別進(jìn)行建模,為使兩種信號(hào)結(jié)合為一個(gè)模型,通過多頻建模(multiple frequency modeling, MFM)技術(shù)[12-13]把交流量轉(zhuǎn)換成d-q量(緩慢變化的直流值),利用廣義狀態(tài)空間建模技術(shù)對(duì)交流、直流側(cè)建模,再采用線性化方案線性化整流器帶來的非線性,就可得到一個(gè)集合的線性化大信號(hào)模型,便于內(nèi)環(huán)參考電流的計(jì)算,簡(jiǎn)化降階傳輸函數(shù),方便外環(huán)PI控制器的設(shè)計(jì).

圖3 副邊系統(tǒng)的等效電路Fig.3 Equivalent circuit of the secondary side of the system

1.2.1交流子系統(tǒng)的建模

圖4是交流子系統(tǒng)等效電路圖,電壓電流的關(guān)系可描述為

(8)

(9)

圖4 AC子系統(tǒng)的等效電路Fig.4 Equivalent circuit of AC subsystem

將交流狀態(tài)量iL、v2、i2、v12通過MFM技術(shù)轉(zhuǎn)換成等效的直流量,可用傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)[14-15],若系統(tǒng)的基頻為ω0,則狀態(tài)變量可被描述為

iL(t)=iLd(t)sinω0t+iLq(t)cosω0t,

(10)

v12(t)=v12d(t)sinω0t+v12q(t)cosω0t,

(11)

v2(t)=v2d(t)sinω0t+v2q(t)cosω0t,

(12)

i2(t)=i2d(t)sinω0t+i2q(t)cosω0t，

(13)

式(10)～(13)中：iLd、iLq為采用MFM多頻建模時(shí)iL在d、q軸d的分量；類似地，v12d、v12q、v2d、v2q、i2d、i2q分別為v12、v2、i2在d、q軸的分量.

把式(10)～(13)代入式(8)和式(9),使sin和cos的系數(shù)相等,可得

v12d(t)=v2d(t)+r22iLd(t)+

(14)

v12q(t)=v2q(t)+r22iLq(t)+

(15)

(16)

(17)

用狀態(tài)空間方程表示為

(18)

式中:

x1(t)=[iLdiLqv2dv2q]T;

u1(t)=[v12dv12qi2di2q]T;

1.2.2直流子系統(tǒng)建模

圖5 直流子系統(tǒng)的等效電路Fig.5 Equivalent circuit of the DC subsystem

電壓電流的關(guān)系為

(19)

(20)

用狀態(tài)空間方程表示為

(21)

1.2.3線性化大信號(hào)模型

由式(10)～(13)可知,

(22)

由于交流側(cè)輸出功率等于直流側(cè)的輸入功率,所以

(23)

由式(22)和式(23)可得

(24)

(25)

式(22)和式(25)描述了整流器的非線性特性.

當(dāng)交流系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)時(shí),由式(18)可得

0=A1x1(t)+B1u1(t),

(26)

用穩(wěn)態(tài)量表示為

(27)

根據(jù)式(27),得到V12d、V12q、I2d和I2q之間穩(wěn)態(tài)量的關(guān)系為

r22I2d+(-ω0L22)I2q,

(28)

ω0L22I2d+r22I2q.

(29)

從整流器的輸入看,可以等效為一個(gè)電阻[18],所以若令V2q=0,那么I2q=0.結(jié)合式(22)和式(25)得

(30)

i2d=(4/π)iL0.

(31)

(32)

當(dāng)V12滿足式(32)時(shí)可以使式(22)的平方根關(guān)系轉(zhuǎn)換成簡(jiǎn)單增益,實(shí)現(xiàn)線性化.V2d是和輸出電壓成比例的,所以交流系統(tǒng)可被描述為式(33),其中,vc是對(duì)輸出電壓v0的控制輸入.

(33)

結(jié)合式(31)和式(33)可得

(34)

由式(18)、(21)、(34),得到集合線性化大信號(hào)模型的狀態(tài)方程為

(35)

式中:

x(t)=[iLdiLqv2dv2qiL0v0]T;

y(t)=v0;

u(t)=[vci0]T;

C=[0 0 0 0 0 1];

線性化方案是以輸出濾波的電感電流iL0為狀態(tài)反饋量,用公式明確地表示出需要的輸入電壓(V12d和V12q),在諧振回路的輸出(V2d和V2q)其中任何一個(gè)為0時(shí),使整流器帶來的平方根變成簡(jiǎn)單的增益,使其級(jí)聯(lián)成一個(gè)集合的線性化大信號(hào)模型[11].

2 雙環(huán)控制策略

本文采用的雙環(huán)控制策略是以滑模控制對(duì)原邊電流的控制作為內(nèi)環(huán),以PI控制對(duì)系統(tǒng)輸出電壓的控制作為外環(huán),系統(tǒng)框圖如圖6所示,圖中模塊1是式(34)和式(36),模塊2是指感應(yīng)耦合電能傳輸系統(tǒng).在外環(huán)控制中,Vref為參考輸入電壓，控制信號(hào)是采樣濾波電感電流iL0和輸出電壓v0,用外環(huán)電壓誤差的PI控制輸出信號(hào)和狀態(tài)反饋iL0,根據(jù)式(34)得到副邊需要的輸入電壓的幅值絕對(duì)值,通過式(36)得到原邊所需要的參考電流的幅值絕對(duì)值Iref;內(nèi)環(huán)控制是采樣原邊電流幅值絕對(duì)值和Iref比較得到電流誤差,通過滑模控制得到導(dǎo)通角δ,驅(qū)動(dòng)逆變器開關(guān)來調(diào)節(jié)原邊電流,從而調(diào)節(jié)副邊的輸入電壓,達(dá)到控制系統(tǒng)輸出電壓v0的目的.

v12=ωMIref.

(36)

圖6 雙環(huán)控制系統(tǒng)框圖Fig.6 Double-loop control system block diagram

2.1 電流內(nèi)環(huán)控制設(shè)計(jì)

對(duì)于電流內(nèi)環(huán)控制,選擇的是滑模控制策略,滑模控制的研究對(duì)于能滿足要求的智能控制方法在逆變器的運(yùn)用是最為廣泛的.它是一種非線性控制,在預(yù)先設(shè)計(jì)的滑模面上快速地切換系統(tǒng)的控制狀態(tài),具有高頻開關(guān)特性,特別適用于電力電子裝置的開關(guān)控制,對(duì)系統(tǒng)模型精度要求不高,對(duì)參數(shù)變化和外部擾動(dòng)不敏感,具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快、抗干擾能力強(qiáng)、控制規(guī)律簡(jiǎn)單和實(shí)現(xiàn)容易等優(yōu)點(diǎn)[5].

線性滑模面在遇到擾動(dòng)時(shí)穩(wěn)態(tài)誤差較大,所以在線性切換函數(shù)的基礎(chǔ)上加入了積分項(xiàng),采用電流誤差積分滑模面[16],切換函數(shù)設(shè)計(jì)為

S(k)=Ie(k)+kif(k),

(37)

f(k+1)=f(k)+TIe(k),

(38)

式中:S為滑模切換面;

ki為積分增益;

Ie為電流誤差,其中Ie=Iref-I0.

針對(duì)不確定和外加干擾的系統(tǒng),一般采用的控制律為等效控制加切換控制,切換控制可以實(shí)現(xiàn)對(duì)不確定性和外加干擾的魯棒控制,將保證系統(tǒng)狀態(tài)軌跡到達(dá)并收斂到滑模面的鄰近區(qū)域.本文采用基于等效控制的函數(shù)切換控制律.

(1) 等效控制

離散系統(tǒng)進(jìn)入理想滑動(dòng)模態(tài)時(shí),

S(k+1)=S(k),

(39)

由電流的離散狀態(tài)方程式(7)，結(jié)合式(37)和式(39)可得等效控制方法得到的控制量

ueq(k+1)=(1-A)/BI0(k)+kiT/BIe(k).

(40)

(2) 切換控制

由切換控制方法得到的控制量

ud(k)=u0sgnS(k).

(41)

基于等效控制的函數(shù)切換控制律可表示為

u(k)=ueq(k)+u0sgnS(k),

(42)

式中:u(k)為逆變器開關(guān)的導(dǎo)通角.

2.1.1參數(shù)范圍分析

由式(37)可知,系統(tǒng)的響應(yīng)速度完全和ki有關(guān),ki設(shè)計(jì)恰當(dāng)就能有效消除基頻的偏移量,獲得穩(wěn)定電流.ki的大小必須使滑動(dòng)模態(tài)的到達(dá)條件得到滿足:

S(k)[S(k+1)-S(k)]<0,

(43)

即可得到最大增益值[17]:

(44)

式中:Imax=B/(1-A)=4VDC/(πReq)

當(dāng)Iref=0、Iref=Imax時(shí)為電流控制極限值,得到增益范圍為

0

(45)

2.1.2存在性和可達(dá)性分析

定義李雅普諾夫函數(shù)

(46)

其增量ΔV(k)只要滿足條件式(47),S(k)=0就是全局漸近穩(wěn)定的平衡面[18].

S(k)≠0.

(47)

由式(7)、式(37)、式(38)、式(40)和式(42)可得

S(k+1)-S(k)=(1-A)I0(k)-Bu(k+1)+

kiTIe(k)=-Bu0sgnS(k) ,

(48)

其中,根據(jù)式(7)可知B>0,則根據(jù)式(48)得

sgnS(k)[S(k+1)-S(k)]<0.

(49)

假設(shè)采樣周期T很小時(shí),可知

sgnS(k)[S(k+1)+S(k)]>0,

(50)

(51)

滿足李雅普諾夫穩(wěn)定性定理.

2.2 電壓外環(huán)控制設(shè)計(jì)

為了能準(zhǔn)確地反饋電流內(nèi)環(huán)所需要調(diào)節(jié)的電流Iref,電壓外環(huán)選擇PI控制.由式(35)可得系統(tǒng)的輸出電壓和整流器的控制輸入電壓之間的傳遞函數(shù)為

(52)

Bij是B的第i行第j列,該模型是6階的,不利于PI控制器的設(shè)計(jì)和參數(shù)整定.通過比較式(32)和式(33)可知,在穩(wěn)態(tài)時(shí),V2d=Vc,Vc為vc的穩(wěn)態(tài)值,所以由式(30)和式(52)可知G1(s)可近似為

(53)

通過狀態(tài)空間方程(21)推導(dǎo)可知,

(54)

可用簡(jiǎn)化的二階傳遞函數(shù)(54)進(jìn)行PI控制器設(shè)計(jì)[11].

通過兩個(gè)傳遞函數(shù)的伯德圖和階躍響應(yīng)進(jìn)行對(duì)比,如圖7所示.

(a) Bode圖

(b) 階躍響應(yīng)圖7 近似和實(shí)際傳函比較Fig.7 Approximation compared to the actual transfer function

從圖7中證明,在低頻時(shí)近似傳函和實(shí)際傳函的性能是相似的,高頻的動(dòng)態(tài)性能通過輸出濾波被衰減,所以可以用于簡(jiǎn)化的閉環(huán)設(shè)計(jì)過程.

圖8為PI控制的閉環(huán)結(jié)構(gòu)圖,其中C(s)是用零極點(diǎn)形式表示的PI控制器,kp為比例增益.為了選擇輸出響應(yīng)的最好的位置,在圖9中研究了零點(diǎn)ki/kp的位置的影響.

圖9是不同的ki/kp對(duì)應(yīng)的根軌跡,把PI控制器的零點(diǎn)相對(duì)于靠近原點(diǎn)的輸出濾波器的極點(diǎn)實(shí)部-rL0/2L0在實(shí)軸上進(jìn)行移動(dòng),越向左邊平面移動(dòng),對(duì)閉環(huán)極點(diǎn)和振蕩的影響越小.

圖10是閉環(huán)的階躍響應(yīng),當(dāng)ki/kp比值高時(shí),響應(yīng)速度加快,調(diào)節(jié)時(shí)間短,但是有震蕩,穩(wěn)定性降低;低值時(shí)閉環(huán)穩(wěn)定度高但反應(yīng)遲鈍,kp的變化對(duì)調(diào)節(jié)時(shí)間影響小,所以,需要犧牲一定程度的穩(wěn)定性,設(shè)置較高的ki/kp比值.

圖10 輸出電壓控制的閉環(huán)階躍響應(yīng)Fig.10 Closed-loop step response of the output voltage control

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)電路的連接框圖如圖11所示,以DSP(TMS320F28335)為控制器,通過A/D轉(zhuǎn)換將測(cè)量的模擬量轉(zhuǎn)換成數(shù)字量用于DSP的閉環(huán)控制計(jì)算,輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制逆變器的開關(guān)調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓,調(diào)節(jié)電流達(dá)到控制輸出電壓的目的.

圖11 實(shí)驗(yàn)電路連接框圖Fig.11 onnection diagram of the experimental circuit

實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖12所示,從圖12(a)可以看出啟動(dòng)時(shí)間小于20 ms,啟動(dòng)速度快;圖12(b)顯示輸出電壓突變后,能在15 ms左右迅速達(dá)到穩(wěn)定值,響應(yīng)速度快;圖12(c)中可以看出負(fù)載突變時(shí),電壓畸變小,圖12(c)中電壓畸變約5%,15 ms左右又快速達(dá)到穩(wěn)定值.

通過實(shí)驗(yàn)研究可知:

(1) 本文提出的雙環(huán)控制策略啟動(dòng)速度快.

(2) 電壓突變的實(shí)驗(yàn)中,雙環(huán)控制可以實(shí)現(xiàn)快速跟蹤電壓的變化,迅速穩(wěn)定在期望值;同時(shí)內(nèi)環(huán)滑模控制能夠完成對(duì)原邊電流的快速調(diào)節(jié).

(3) 當(dāng)負(fù)載突變時(shí),電壓畸變小且到達(dá)穩(wěn)定時(shí)間短,證明了控制策略的魯棒性強(qiáng),由于負(fù)載變化時(shí),反饋到原邊的等效電阻值也會(huì)變化,同時(shí)也證明了原邊滑模控制的魯棒性.

(a) 系統(tǒng)輸出電壓v0從0～60 V的啟動(dòng)

① v0從60^30 V再變到60 V的波形② 局部放大圖(b) 輸出電壓變電壓時(shí)的波形① v0為30 V時(shí),負(fù)載在70^50^70 Ω變化時(shí)的波形② 局部放大圖(c) 負(fù)載變化時(shí)的波形 圖12 不同條件下實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.12 Experimental results under different conditions

4 結(jié) 論

本文針對(duì)感應(yīng)耦合電能傳輸系統(tǒng),設(shè)計(jì)了雙閉環(huán)控制策略,傳統(tǒng)的雙閉環(huán)PI控制算法,控制參數(shù)為常數(shù)且較為敏感,在系統(tǒng)啟動(dòng)和負(fù)載變動(dòng)時(shí),存在動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度慢、抗干擾性能差的缺點(diǎn),本文算法能夠較好解決這些問題.以滑模控制作為電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制,對(duì)參數(shù)變化和外部擾動(dòng)不敏感,具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快、抗干擾能力強(qiáng)、實(shí)現(xiàn)容易等優(yōu)點(diǎn),通過實(shí)驗(yàn),在系統(tǒng)啟動(dòng)、負(fù)載突變、輸出參考電壓突變下,設(shè)計(jì)的雙環(huán)控制有較快的系統(tǒng)響應(yīng)速度,抗干擾性也比較強(qiáng),可以滿足輸出電壓穩(wěn)定的要求.因此,本文所述的雙環(huán)控制策略有良好的控制效果和實(shí)用價(jià)值.

[1] 程時(shí)杰,陳小良,王軍華,等. 無線輸電關(guān)鍵技術(shù)及其應(yīng)用[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào),2015,30(19): 69-83.

CHENG Shijie, CHEN Xiaoliang, WANG Juhua, et al. Key technologies and applications of wireless power transmission[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(19): 69-83.

[2] 黃學(xué)良,譚林林,陳中,等. 無線電能傳輸技術(shù)研究與應(yīng)用綜述[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào),2013,28(10): 1-12.

HUANG Xueliang, TAN Linlin, CHEN Zhong, et al. Review and research progress on wireless power transfer technology[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2013, 28(10): 1-12.

[3] 王念春,徐發(fā)喜,程明. 基于狀態(tài)空間的逆變器數(shù)字雙環(huán)控制技術(shù)研究[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),2013,26(增刊1): 166-170.

WANG Nianchun, XU Faxi, CHENG Ming. Study on digital dual-loop control for inverters based on the state space[J]. Proceedings of the CSEE, 2013, 26(Sup.1): 166-170.

[4] 唐詩穎,彭力,康勇. 脈寬調(diào)制逆變電源數(shù)字雙環(huán)控制技術(shù)研究[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),2009,29(15): 55-60.

TANG Shiying, PENG Li, KANG Yong. Research on dual-loop digital control technique for pulse width modulation inverters[J]. Proceedings of the CSEE, 2009, 29(15): 55-60.

[5] 馬輝,謝運(yùn)祥. 基于滑模變結(jié)構(gòu)的 Vienna 整流器新型雙閉環(huán)控制策略研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào),2015, 30(12): 144-151.

MA Hui, XIE Yunxiang. A novel dual closed-loop control strategy based on sliding-mode variable structure of Vienna-type rectifier[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(12): 144-151.

[6] LOH P C, NEWMAN M J, ZMOOD D N, et al. A comparative analysis of muti-loop voltage regulation strategies for single and three phase UPS systems[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2003, 18(9): 1176-1185.

[7] ZAHID Z U, DALALA Z M, ZHENG C, et al. Modeling and control of series-series compensated Inductive power transfer system[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2015, 3(1): 111-123.

[8] ADITYA K, WILLIAMSON S S. Comparative study of series-series and series-parallel compensation topologies for electric vehicle charging[C]∥2014 IEEE 23rd International Symposium on Industrial Electronics (ISIE). Istanbul: IEEE, 2014: 426-430.

[9] 侯波,穆安樂,董鋒斌,等. 單相電壓型全橋逆變器的反步滑模控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào),2015,30(20): 94-99.

HOU Bo, MU Anle, DONG Fengbin, et al. Back stepping sliding mode control strategy of single-phase voltage source full-bridge inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(20): 94-99.

[10] 劉慶豐,冷朝霞,孫晉坤,等. 基于簡(jiǎn)化統(tǒng)一模型的DC-DC開關(guān)變換器數(shù)字優(yōu)化控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào),2012,27(6): 118-125.

LIU Qingfeng, LENG Zhaoxia, SUN Jinkun, et al. A novel digital optimal control for DC-DC converters based on simplified unified model[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2012, 27(6): 118-125.

[11] ABOUSHADY A A, AHMED K H, FINNEY S J, et al. Linearized large signal modeling, analysis, and control design of phase-controlled series-parallel resonant converters using state feedback[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(8): 3896-3911.

[12] CALISKAN V A, VERGHESE G C, STANKOVIC A M. Multi-frequency averaging dc/dc converters[J]. IEEE Trans. on Power Electron, 1999, 14(1): 124-133.

[13] SANDERS R, NOWOROLSKI J M, LIU X Z, et al. Generalized averaging method for power conversion circuits[J]. IEEE Trans. on Power Electron, 1991, 6(2): 251-259.

[14] YE Z M, JAIN P K, SEN P C. Modeling of high frequency resonant inverter system in phasor domain for fast simulation and control design[C]∥2008 IEEE Power Electronics Specialists Conference. Rhodes: IEEE, 2008: 2090-2096.

[15] YE Z M, JAIN P K, SEN P C. Multiple frequency modeling of high frequency resonant inverter system[C]∥2004 IEEE 35th Annual Power Electronics Specialists Conference. [S.l.]: IEEE, 2004: 4107-4113.

[16] WAI R J, LIN F J. Fuzzy neural network sliding mode position controller for induction servo motor drive[J]. In IEE Proceedings-Electric Power Applications, 1999, 146(3): 297-308.

[17] 戴斌. 基于滑模變結(jié)構(gòu)控制感應(yīng)加熱的研究[D]. 西安:西安理工大學(xué),2007.

[18] 劉金琨. 滑模變結(jié)構(gòu)控制MATLAB仿真[M]. 北京:清華大學(xué)出版社,2005: 66-68.