混合勵磁同步電動機轉矩脈動分析與優化

夏永洪，蔣華勝，儀軒杏

(南昌大學，南昌 330031)

混合勵磁同步電動機轉矩脈動分析與優化

夏永洪，蔣華勝，儀軒杏

(南昌大學，南昌 330031)

摘 要：針對混合勵磁同步電動機在運行過程中存在轉矩脈動的問題，采用氣隙磁導法和虛位移法從理論上推導了轉矩脈動產生機理，并分析了引起轉矩脈動的主要因素。借助有限元仿真軟件，建立了一臺混合勵磁同步電動機模型，從電樞繞組、定子斜槽和極弧系數3方面對該電動機的轉矩脈動進行了優化，綜合3種優化措施對電動機額定和弱磁運行工況進行了仿真。結果表明：提出的優化措施對混合勵磁同步電動機額定運行和弱磁運行工況下的轉矩脈動削弱效果明顯，為混合勵磁同步電動機的設計提供參考。

關鍵詞：混合勵磁同步電動機；轉矩脈動；氣隙磁導法；虛位移法

0 引 言

永磁同步電動機因具有結構簡單、體積小和效率高等優點受到廣泛的關注，但存在氣隙磁場調節較為困難，難以實現寬速度范圍運行且弱磁運行功率因數低等缺點[1]。混合勵磁同步電動機作為一種新型電機，解決了永磁同步電動機寬范圍調磁問題，在電動汽車領域具有十分廣闊的應用前景。由于電機結構設計以及系統控制策略等因素影響，在實際運行過程中存在一定的轉矩脈動。這不僅影響系統的控制精度，而且用于電動汽車的驅動器會產生高頻噪聲，影響用戶駕駛體驗，嚴重時還會引起車體共振，影響乘車安全[2]。因此，對于削弱混合勵磁同步電動機運行時轉矩脈動的研究具有十分重要的意義。

本文針對一臺具體的混合勵磁同步電動機，結合氣隙磁導法和虛位移法，從理論上推導了混合勵磁同步電動機轉矩脈動的產生機理。運用有限元軟件對電機進行了建模仿真，并從電樞繞組分布、定子斜槽和電機極弧系數等方面對轉矩脈動進行優化。最后，綜合所有優化方法對電機的額定、弱磁工況進行了仿真。

1 混合勵磁同步電動機建模與轉矩分析

1.1 混合勵磁同步電動機建模

混合勵磁同步電動機的主要參數如表1所示。

表1 電機主要參數

運用有限元仿真軟件建立的混合勵磁同步電動機模型截面圖如圖1所示。

圖1 混合勵磁同步電動機截面圖

該電動機的定子結構與普通交流電機定子相同，采用雙層繞組分布，轉子結構是將6極V型內置式永磁電動機轉子一對永磁磁極改為鐵磁極。

1.2 混合勵磁同步電動機轉矩分析

從能量的角度，當轉子發生微小角位移引起磁共能發生變化時，混合勵磁同步電動機轉子上就會受到電磁轉矩的作用，電磁轉矩的值等于磁共能對轉角的偏導數[3]。電樞電流主要由變頻器控制輸出，假設其為正弦電流。當電動機穩態運行時，三相繞組中的電樞磁動勢表達式如下[4]：

(1)

式中：γ為奇數,且γ≠3k，k=1,2,3，…；ω為電角速度；α為轉子旋轉的電角度；α0為電樞磁動勢基波分量領先轉子磁動勢基波分量的電角度。當γ=1，fs(α,t)為基波磁動勢。

混合勵磁同步電動機轉子由永磁極與電勵磁磁極共同組成，磁動勢表達式比永磁電機更加復雜。混合勵磁同步電動機勵磁磁動勢波形如圖2所示。

圖2 混合勵磁電機勵磁磁動勢

圖2中，Fdm為電勵磁磁動勢幅值，Fpm永磁極磁動勢幅值，αp為極弧系數。對混合勵磁電機勵磁磁動勢進行傅里葉分解，其表達式如下：

(2)

(3)

式中：k1,k2,k3為常數。

混合勵磁同步電動機氣隙磁導[5]：

(4)

式中：λ0為平均氣隙磁導；λdq為d，q軸磁路磁阻不等產生的磁導；λs為定子開槽產生的齒諧波磁導；λs,dq為λdq與λs相互作用引起的磁導； vs為定子齒諧波磁導階數；z為定子槽數；λvs為定子各階齒諧波磁導幅值；λvdq為d,q軸磁阻不等產生的各階磁導幅值，文中的磁導均為單位面積的磁導。

電機在負載運行時，氣隙磁場由電樞磁動勢與勵磁磁動勢共同作用在氣隙磁導上產生，電機負載運行時的氣隙磁密[3,6]：

(5)

式中：Bs(α,t)，Br(α,t)分別為定、轉子磁動勢產生的氣隙磁密。

電機中的能量Wm主要儲存在氣隙中，其定義[3,6]：

(6)

式中：l為電機軸向長度;g為氣隙徑向長度;μ0為氣隙磁導率;r為氣隙平均半徑。

將式(1)、式(2)、式(4)、式(5)代入式(6)，基于虛位移法求電機電磁轉矩原理，電磁轉矩的一般表達式由氣隙中的能量Wm推導出：

(7)

忽略高次諧波磁導，電磁轉矩的表達式：

(8)

電磁轉矩的各項表達式中均含有定、轉子磁動勢諧波引起的諧波轉矩，可分別采用改變電樞繞組節距與改變電機極弧系數αp對2種諧波轉矩進行削弱。T0與Tdq是電磁轉矩的主要組成部分，T0中主要包含了定、轉子磁動勢諧波引起的諧波轉矩，Tdq除了受定、轉子磁動勢諧波影響之外，λdq的諧波成分與氣隙磁動勢作用也會產生諧波轉矩，是轉矩波動的重要組成部分，而對λdq的諧波成分進行削弱時會嚴重影響電機輸出轉矩大小，故不作考慮。Tst是由定子開槽引起，是轉矩波動產生的主要原因，通常采用定子斜槽的方式對其進行削弱。Tdq,st是λdq與λs相互耦合并與氣隙磁動勢作用產生的高次諧波轉矩，對電磁轉矩脈動影響較小。同時，在對Tst諧波轉矩進行削弱時，Tdq,st的值也會得到相應的削弱，因此不用單獨對其進行削弱。

2 轉矩脈動優化

2.1 電樞繞組優化

圖3給出了節距Y=4,5,6時的電磁轉矩波形圖。表2為不同節距時的電磁轉矩及波動情況比較。

圖3 不同節距情況下電磁轉矩

YT/(N·m)TMax/(N·m)TMin/(N·m)ΔT/(N·m)ε/%687.2104.564.140.446.3584.295.766.529.234.7473.286.054.431.643.2355.364.540.324.243.8

結合圖3、表2進行數據分析。當節距Y=6時，電樞繞組為整距分布繞組，轉矩波動系數為46.3%，波動值最大。當節距Y=5時，轉矩值略微下降，而轉矩波動系數減小了11.6%。當節距進一步減小至Y=4,3時，電磁轉矩值大幅下降，轉矩脈動系數反而增大。因此，綜合考慮電磁轉矩值與轉矩波動情況，選擇Y=5的短距分布繞組，電機在削弱轉矩脈動的同時對電機輸出轉矩影響較小。

2.2 定子斜槽設計

Tst是定子開槽引起的齒槽轉矩，是轉矩波動最主要的原因。定子斜槽或轉子斜極是削弱和消除齒諧波磁場的常用方法。當電機定子斜槽處理時，同一導體內各點的齒諧波磁場相位不同，大部分互相抵消[4]。

定子斜槽采用分段處理法[7]。將電機沿軸向切為N段，每一小段轉子位置保持不變，定子依次旋轉1/N斜距。假設每一小段中電樞槽為直槽，然后對每一段截面進行二維有限元分析，最后將各段計算結果取平均值。采用分段處理法時，N取值越大，得到的斜槽處理結果越精確。綜合考慮計算結果的精確性和計算量，取N=10，仿真結果如圖4所示。表3為不同斜槽程度時的轉矩波動數據。

圖4 定子斜槽前后轉矩波形

斜槽程度T/(N·m)TMax/(N·m)TMin/(N·m)ΔT/(N·m)ε/%087.2104.564.140.446.30.2586.999.667.332.337.20.586.396.572.124.428.30.7585.693.376.916.419.11.085.189.779.510.212.0

仿真結果表明，當定子斜槽程度逐漸增大時，電磁轉矩值與轉矩波動系數同時減小。定子斜槽程度由0增加到1個定子齒距時，轉矩由87.2N·m下降到85.1N·m，轉矩值有微弱的降低，而轉矩波動系數則由46.3%下降到12%，轉矩脈動削弱效果明顯，證明定子斜槽是削弱齒槽轉矩最有效的措施。

2.3 極弧系數優化

電機的電磁轉矩中含有由轉子磁動勢諧波引起的諧波轉矩，而勵磁磁動勢表達式中，磁動勢幅值是一個含極弧系數αp的函數。因此，可以通過改變混合勵磁同步電動機的極弧系數對諧波磁動勢進行削弱，進而達到削弱諧波轉矩的目的。表4為電機轉子不同極弧系數下的轉矩波動結果。

表4 不同極弧系數的轉矩及轉矩波動比較

結合勵磁磁動勢表達式與表4中的數據可知，電磁轉矩值和轉矩波動系數不隨著極弧系數線性變化。隨著極弧系數的變化，電機q軸的磁阻改變，而d軸磁阻不變，由此導致了磁阻轉矩Tdq的改變。綜合考慮電磁轉矩與轉矩波動系數，混合勵磁同步電動機選取極弧系數為0.75，優化前后的轉矩波動情況如圖5所示。

圖5 優化前后的轉矩波形

圖5波形與表4數據為電機電樞繞組分布Y=6的整距分布的仿真分析結果。優化前，電機極弧系數αp=0.68，電磁轉矩值為87.2N·m。仿真數據表明：混合勵磁同步電動機在磁極優化后，轉矩由87.2N·m下降到83.7N·m，下降幅度很小。而轉矩波動系數下降了6.9%，轉矩波動減小，說明改變電機的極弧系數能夠實現削弱諧波轉矩、減小轉矩波動的目標。

3 綜合優化處理

3.1 額定轉矩

在電機設計最后階段需要綜合考慮，需將三者結合起來進行綜合優化。仿真結果表明，節距Y=5，極弧系數αp=0.75，并且定子斜槽1個定子齒距時，電機的額定轉矩脈動削弱效果達到最佳。優化前、后電機額定轉矩的仿真結果如表5、圖6所示。

由表5的數據可以看出，綜合優化后額定轉矩值下降8%，轉矩波動系數由46.3%下降到8.4%，轉矩波動系數減小了37.9%。仿真結果表明，通過對電樞繞組節距、定子斜槽程度以及電機極弧系數的合理調整，電機額定運行時的轉矩脈動絕大部分被削弱，效果明顯。

表5 優化前后額定轉矩波動比較

圖6 優化前后額定轉矩波形

3.2 弱磁擴速轉矩

混合勵磁同步電動機在達到額定轉速后，繼續擴速使得電樞繞組上的反電動勢增大，致使定子電壓突破變頻器的極限電壓[8]。因此，混合勵磁同步電動機在額定轉速以上運行時需要對氣隙磁場進行弱磁調節來保持電樞反電動勢恒定不變，該運行區域稱為恒功率運行區域[9]。同時，為了使混合勵磁電機在弱磁擴速運行時具有高的功率因數，需要通過不斷調節勵磁電流使功率因數保持為1。取弱磁擴速軌跡中速度為6 000 r/min工作點對其運行工況進行有限元仿真，并通過綜合上面的優化方法對轉矩脈動進行削弱。此時，勵磁電流if=11 A，仿真結果如表6和圖7所示。

表6 優化前后弱磁轉矩波動比較

由表6可知，綜合優化前后電磁轉矩由42.3N·m下降到39.6 N·m,下降了6.4%，而轉矩波動系數由50.8%下降到9.8%，轉矩波動系數減小了41.0%。因此，在弱磁運行狀態下，這些優化措施對混合勵磁電動機的轉矩波動同樣有較好的削弱效果。

圖7 優化前后弱磁擴速轉矩波形

4 結 語

本文針對混合勵磁同步電動機在實際運行中存在的轉矩波動以及噪聲問題，通過對電機電樞繞組、定子斜槽和電機極弧系數3種優化措施的合理搭配，在較大程度上削弱了電機全速度范圍運行過程中出現的轉矩波動。同時，采用有限元軟件對一臺混合勵磁同步電動機進行了建模仿真，仿真結果表明：在對電磁轉矩值影響較小的情況下，電機結構的綜合優化對電機額定運行時的轉矩波動削弱了83%，對弱磁運行時轉矩波動削弱了80%。

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AnalysisandOptimizationofTorqueRippleforHybridExcitedSynchronousMotor

XIAYong-hong,JIANGHua-sheng,YIXuan-xing

(Nanchang University,Nanchang 330031,China)

Abstract:Based on the torque ripple during the operation of hybrid excited synchronous motor(HESM), the mechanism of torque ripple was deduced theoretically by using air-gap permeace method and virtual displacement method，and the main influencing factors of torque ripple were analyzed. A HESM model was established by using finite element simulation software, the HESM was optimized from three aspects including armature winding, stator chute and pole-arc coefficient. At last, the three kinds of optimization measures were combined to simulate the rated operation and field weakening operation conditions of the motor. The results show that the proposed optimization measures have obviously weakened the torque ripple under the rated operation and the field weakening operation of the motor, which can provide reference for the design of HESM.

Key words：hybrid excitation synchronous motor (HESM); torque ripple; air-gap permeace method; virtual displacement method

中圖分類號：TM341

A

1004-7018(2018)05-0009-05

2017-11-07

國家自然科學基金資助項目(51367013)；江西省杰出青年人才計劃項目(20162BCB23011)；江西省自然科學基金資助項目(20161BAB206125)；江西省重點研發計劃項目(20161BBE50054)；南昌大學研究生創新專項資金項目(CX2017192)