直升機機載蓄電池充電低損電路設計

齊叢生 李德洪

摘 要： 為了抑制機載蓄電池充電器中主開關管開通電流上升率，降低開關損耗，控制系統EMI噪聲，利用反激變壓器設計一種無源低損開通緩沖電路。主開關管開通時，反激變壓器原邊繞組作為開通緩沖電感，降低電流上升率；關斷過程中，變壓器副邊繞組耦合原邊繞組，能量回饋給負載蓄電池組，實現變壓器磁復位并提高系統效率。分析充電電路的工作原理，給出反激變壓器的參數確定依據，設計RCD鉗位電路吸收變壓器漏感。試驗結果和仿真分析表明，該緩沖電路方案用于直升機機載蓄電池充電，效果良好。

關鍵詞： 機載蓄電池； 低損電路； 反激變壓器； 開通緩沖電路； 開關損耗； 漏感

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2018）11?0115?04

Design of low?loss circuit for batteries in helicopter

QI Congsheng， LI Dehong

（China Helicopter Research and Development Institute， Jingdezhen 333000， China）

Abstract： The flyback transformer is used to design a passive low?loss turn?on snubber circuit to deduce the turn?on current rise rate of the main switch tube， reduce the switching loss and restrain the system EMI noise in the charger of airborne battery. When the main switch is turned on， the primary winding of the flyback transformer is taken as the turn?on snubber inductance to reduce the current rise rate. In the process of turn?off， the secondary winding of the transformer is coupled with primary winding to feed the energy back to the storage battery of the load， so as to realize the transformer magnetic reset and improve the system efficiency. The operation principle of the charging circuit is analyzed to give the parameter determination basis of the flyback transformer. The RCD clamp circuit was designed to absorb the leakage inductance of the transformer. The simulation analysis and experimental results show this snubber circuit can be applied to the charging of batteries in helicopter， and has perfect effect.

Keywords： airborne battery； low?loss circuit； flyback transformer； turn?on snubber circuit； switching loss； leakage inductance

0 引 言

隨著直升機機載蓄電池使用壽命及效率要求的提高，機載蓄電池充電技術已經開始在直升機上得以應用。但蓄電池充電器開關器件的高頻開關使得開關損耗不可避免[1?2]，而過高的電流變化率（di/dt）和電壓變化率（du/dt）則會產生嚴重的電磁干擾（EMI） [3?4]。為了確保開關管能安全工作，傳統吸收緩沖電路能做到將能量從開關管內轉移出來，通過電阻轉化為熱量散掉，實質上是將開關損耗轉移到吸收緩沖電路消耗掉[5]。

本文介紹的機載蓄電池充電電路為無源低損開通緩沖電路，能將開關管開通過程中的緩沖電感能量進行回饋，在確保開關管可靠工作的同時提高了系統效率。有效抑制了開關管開通過程中的di/dt，減小開關電應力，降低EMI噪聲。為驗證電路效果，試驗時提高了輸入、輸出電壓及電流。

1 工作原理

圖1a）所示為主電路結構圖，虛線為開通緩沖電路。其中，V為電路主開關管，D為續流二極管，[L]為濾波電感，[L1]為變壓器原端電感——緩沖電感，輸出負載為蓄電池組，反激變壓器T和二極管D1共同構成開通緩沖電路。

主開關管V開通時，等效電路如圖1b）所示。變壓器原邊繞組電流呈線性上升，原副邊繞組感應電壓極性如圖1b）所示。此時，二極管D1處于反向截止狀態，副邊繞組沒有電流通過。

主開關管V關斷后，等效電路如圖1c）所示。變壓器原邊繞組電流呈線性下降，副邊繞組感應電壓極性如圖1c）所示。此時，二極管D1正向導通，變壓器原邊繞組在主開關管V導通過程中儲存的能量耦合至副邊繞組，回饋給蓄電池組供電，從而提高變換器整體效率，同時實現了反激變壓器磁復位。

2 反激變壓器的設計

2.1 原邊繞組電感量計算

本文將變壓器原邊繞組作為主電路開通緩沖電感來抑制開關管開通電流的上升率，因此，設計變壓器時先計算原邊繞組電感值。開關管開通時，有：

[L1didt=Uin]

即：

[L1=Uindtdi]

式中：[L1]為變壓器原邊繞組電感值；Uin為直流輸入電壓，實驗室中為三相整流輸出，約為600 V；開關管開通電流上升時間dt設計為1 μs；輸出電流最大設置為恒流70 A。開關管開通時由于緩沖電感的限流作用，開關管電流呈線性上升，所以有：

[L1=600×1×10-670=8.57 μΗ]

故反激變壓器原邊繞組電感確定為8.57 μH。

2.2 原、副邊繞組匝比的確定

開關管關斷時，如圖1c）所示，二極管D1由反向截止轉為正向導通，變壓器副邊電壓被鉗位在蓄電池組電壓（45～190 V）。該電壓耦合至變壓器原邊繞組，疊加到開關管關斷電壓上。此時，開關管所承受的電壓為：

[Uce=Uin+nUL2=Uin+nUo]

式中：n為變壓器原、副邊匝比；[UL2]為變壓器副邊繞組電壓；Uo為蓄電池組電壓。顯然，若n比較大，開關管將承受很高的電壓應力。

在開關管開通過程中，變壓器副邊繞組感應電壓極性如圖1b）所示，二極管D1承受的反向電壓為變壓器副邊繞組電壓與蓄電池組電壓之和：

[UD1=UL2+Uo=1nUL1+Uo]

此時，[UL1=]Uin=600 V。若n比較小，則D1將承受很高的反向電壓。例如，當n≤1，輸出負載電壓為190 V時，有：

[UD1≥600+190=790 V]

所以匝比不能過小。綜合考慮，本文將變壓器原、副邊繞組匝比定為1[∶]1。

根據伏秒平衡原理，為保證緩沖電感能量在開關管關斷期間能完全回饋給蓄電池組，實現變壓器磁復位，應有：

[UL1×tr=n×UL2×t2]

即：

[Uin×tr=n×Uo×t2]

[t2=Uin×trUo×1n≤T×（1-D）]

式中：T為開關周期；tr為開關管開通電流上升時間；t2為變壓器副邊繞組工作時間；D為占空比。占空比取最小值0.1時，有：

[1n≤T×（1-D）×Dtr=10-4×（1-0.1）×0.110-6=9]

變壓器原副邊匝比確定為1[∶]1，滿足伏秒平衡要求。

2.3 RCD鉗位電路設計

實際情況中變壓器漏感將引起開關管電壓應力增加等問題[6]，本文設計了RCD鉗位電路吸收變壓器漏感，具體如圖2虛線框所示。

開關管關斷期間需將變壓器原邊漏感[Lm]內能量全部釋放到鉗位電容[C1]內，于是有：

[12C1（Udsmax-Uin-Uo?in）2-12C1U2C0=12LmI2inp]

即：

[C1=LmI2inp（Udsmax-Uin-Uo?in）2-U2C0]

式中：[Lm=]1.1 μH；Udsmax為主開關管V能承受的最大漏?源電壓，本文取1 200 V ；Iinp為輸出電流最大值，取70 A；Uo?in為由負載耦合至變壓器原邊的電壓，最大值為190 V；[UC0]為鉗位電容[C1]初始電壓，通常情況下其值為0。因此，有：

[C1=LmI2inp（Udsmax-Uin-Uo?in）2=1.1×10-6×702（1 200-600-190）2≈3.2×10-8]

RCD鉗位電路中電容[C1]值確定為0.1 μH。

為確保[C1]在開關管開通期間將電荷全部釋放，應有：

[ton≥（3～5）C1R1]

即：

[R1≤ton（3～5）C1]

開關管工作頻率為10 kHz，最小占空比設置為0.1，則ton取最小值時，有：

[R1≤10-5（3～5）×0.1×10-6=20 Ω]

RCD鉗位電路中電阻[R2]值確定為10 Ω。

3 仿真分析及試驗結果

3.1 仿真分析

本文利用仿真軟件PSPICE對電路進行分析。仿真電路的參數設置為：輸入電壓為600 V DC；濾波電感為0.7 mH；主開關管工作頻率為10 kHz，占空比為0.2；變壓器原邊電感為8.57 μH，漏感為1.1 μH；RCD鉗位電路中電阻為10 Ω，電容為0.1 μF。

仿真結果如圖3～圖6所示。其中，U1和i1分別為主電路加開通緩沖電路后開關管工作電壓和電流波形；U2和i2分別為主電路加開通緩沖電路前開關管工作電壓和電流波形；[iL2]為變壓器副邊回饋至負載蓄電池組電流波形。

圖3a）和圖3b）分別為主電路加開通緩沖電路前、后開關管工作電壓和電流波形。

圖4所示為加開通緩沖前、后開關管開通過程中電流波形對比。由圖4可以看出，開關管開通電流在加緩沖電路后有如下變化：

1） 開通電流尖峰降低明顯，開關管電流沖擊減小；

2） 開通電流上升率明顯降低，有效減小了系統EMI。

圖5所示為加開通緩沖電路前、后開關管開通過程中電壓及電流波形。由圖5可以看出，增加緩沖電路后，主開關管開通過程中工作電壓與電流交疊面積更小，從而降低了開通損耗。

圖6所示為加開通緩沖電路后開關管工作電流及變壓器副邊繞組電流波形。由圖6可見，在開關管關斷期間，變壓器副邊繞組有回饋至蓄電池組的電流，實現了緩沖電感能量的回饋。

3.2 試驗結果

本文針對設計的蓄電池組充電電路方案進行了試驗驗證。

圖7所示為開關管工作電壓和電流波形。其中，A為電壓波形；B為電流波形。由圖7可見，在開關管開通過程中電流上升斜率降低，電壓和電流交疊面積變小，緩沖電路效果明顯。

圖8所示為開關管電壓和變壓器副邊繞組回饋電流波形。其中，A為開關管電壓波形；B為變壓器副邊繞組電流波形。由圖8可見，開關管關斷后，變壓器副邊有電流回饋至蓄電池組。實現變壓器磁復位的同時，將變壓器原邊繞組——緩沖電感能量回饋給蓄電池組，提高了充電電路的效率。

4 結 論

本文介紹了一種直升機機載蓄電池組充電電路及利用反激變壓器設計的無源低損緩沖電路。仿真及試驗結果表明，本文介紹的緩沖電路能有效抑制開關管開通電流上升率，減少開關損耗，降低開關電應力，削弱EMI，同時實現了緩沖電感能量回收，提高了充電電路的整體效率。電路結構簡單，效果良好，具備一定的實用價值。

參考文獻

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