一種低噪聲GaAs HBT VCO的設計與實現

武 岳， 呂紅亮， 張玉明， 張義門

(西安電子科技大學 微電子學院，陜西 西安 710071)

近些年，隨著對短距離高速無線通信系統需求的不斷增加，工作在K波段(18～27 GHz)的射頻集成電路得到了快速發展[1]．K波段應用領域非常廣泛，例如: 美國聯邦通訊委員會定義的工業科學醫療(Industrial Scientific Medical，ISM)波段主要是開放給工業、科學和醫學三大機構使用，其中心頻率為 24 GHz 的ISM波段專門用于千兆比特無線系統、無線傳感器網絡、點對點通信 (18～ 23 GHz) 以及短距離 (22～ 27 GHz) 防沖撞車載雷達系統等．

壓控振蕩器(Voltage Controlled Oscillator，VCO)作為通信和雷達收發系統的關鍵模塊，一般用在鎖相環(Phase-Locked Loop，PLL)頻率合成器中[2-3]，VCO設計的好壞直接影響PLL甚至整個系統的性能[4]．通常，考量VCO好壞的性能指標有相位噪聲、頻率調諧范圍、直流功耗以及輸出功率等．其中，相位噪聲和頻率調諧范圍是VCO最重要的兩個性能指標．由于二者存在制約關系，很難同時做到最好．但是由于目前持續增長的個人無線通信市場對新一代高帶寬射頻前端設計提出了更嚴苛的要求，所以目前雙極型K波段VCO設計的主要難點就是，如何在不犧牲調諧范圍的情況下又能夠讓電路具有低的相位噪聲，這對射頻電路設計者們提出了更為嚴峻的挑戰．

文中設計的VCO采用砷化鎵(Gallium Arsenide，GaAs)異質結雙極型晶體管(Heterojunction Bipolar Transistor，HBT)工藝，此工藝沒有專門的變容二極管，所以只能選擇普通的二極管作為變容二極管，而這樣會使VCO的調諧范圍受限．此外，筆者也考慮過采用互補金屬氧化物半導體(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor，CMOS)工藝中常用開關電容陣列來實現寬調諧，但是發現這種方法采用GaAs HBT工藝并不容易實現．所以在此工藝下想要實現較寬的調諧范圍就必須使用更多的二極管組成變容陣列，但是這也將導致VCO的相位噪聲升高．此外，當諧振回路出現較大的振蕩擺幅的時候，在部分振蕩周期內二極管會出現正向偏置的情況，這也會導致諧振回路中電容的品質因數減小，導致VCO的相位噪聲進一步降低[5]．為了解決此問題，文中采用了改進的π形反饋結構來提高諧振回路的品質因數，降低雙極型工藝中二極管對相位噪聲的影響，能夠在不犧牲調諧寬度的情況下讓電路具有較低的相位噪聲．

1 K波段π形反饋結構VCO設計

文中的設計目標就是在不犧牲調諧范圍的情況下實現較低的相位噪聲，為了能更好地改善噪聲性能，需要對VCO的噪聲進行分析．常見的Leeson相位噪聲經驗公式為

(1)

圖1 VCO電路結構

由于VCO中晶體管采用共射極放大組態，會產生180°的相位偏移．為了能滿足振蕩條件，一種是采用交叉耦合[6]結構來補償相位; 另外一種是采用π形網絡結構來補償相位．文獻[7]中所采用的π形反饋網絡電容會阻擋直流通路，偏置網絡也過于復雜; 與文獻[7]相比，文獻[8]中的π形結構工藝敏感性更低，偏置網絡更加簡化，雖然高頻處的諧振網絡品質因數得到了很好的改善，但是由于晶體管集電結電容相對固定，在設計的時候還是存在一定的局限性，并且電路在品質因數和噪聲性能方面仍有提高的空間．文中對文獻[8]中的結構進行改進，改進后的π形反饋VCO的單端電路基本拓撲結構如圖1(a)所示，其中HBT器件采用共射極結構，該網絡由電阻Rin、電阻R1、電感Lb、電感Lc以及額外引入的電容C1和電容Cbc構成．由于有源器件自身的負載會對諧振網絡產生影響，這里用Rin來表征，R1是諧振網絡的等效電阻．電容Cbc是晶體管的集電結電容，電容C1并聯在晶體管集電極以及基極之間，在保證振蕩頻率不變的情況下，適當改變電感Lb和Lc的大小，與普通的π形結構相比，可以有效地提高諧振回路的品質因數，降低VCO的相位噪聲．

圖2 改進的π形網絡模型

為了減少電路的共模噪聲，提高環路增益，文中采用差分結構實現低噪聲VCO，如圖1(b)所示．晶體管(Q1和Q2)采用共射極結構，整個變容陣列由4個二極管Ctune組成，可有效增大電容值．因此，在額定的控制電壓的變化下，可以達到更寬的調諧范圍．

這種等效方法一般是在接近諧振頻率的范圍內是成立的，讓Rp與Cp的并聯部分與Cs和Rs的串聯部分阻抗相等，可得

(2)

令實部和虛部分別相等，則有

由于串聯部分和并聯部分是等效的，品質因數肯定也是相等的，所以存在q=ω0CpRp= 1ω0CsRs．綜上可得，Rs和Cs的表達式為

由于等效關系，圖2(a)電路的品質因數值與圖2(b)中的相等．令L=Lb+Lc，圖2(b)中串聯諧振網絡的品質因數為

(7)

由于q2遠大于1，所以1+q2≈q2，可以得到改進的π形網絡的品質因數公式為

q=[(Lb+Lc)Lb]2Rin‖R1(C1+Cbc)(Lb+Lc)1/2．(8)

品質因數大小主要由[(Lb+Lc)/Lb]2和(C1+Cbc)(Lb+Lc)1/2兩部分決定．引入C1，并且令工作頻率保持不變，可讓Lc不變，Lb減小，則 (C1+Cbc) (Lb+Lc)1/2的值增大; [(Lb+Lc)/Lb]2可以進一步改寫成 [1+ (LcLb)]2，由于Lc不變，Lb減小，則 [(Lb+Lc)Lb]2這一項的值也是增大的．所以文中采用的改進結構品質因數會更高．由此可以說明，與普通的π形結構相比，文中采用的結構可以通過提高品質因數來進一步降低VCO的相位噪聲．

圖3 VCO芯片顯微照片

2 測試結果與分析

利用安捷倫公司的Advanced Design System軟件對VCO電路進行原理圖仿真．在前仿真結果滿足要求的情況下，按照 1 μm GaAs HBT工藝，利用Cadence軟件完成電路進行版圖設計，之后進行電磁仿真，通過后仿真結果來修正版圖布局和走線．最終在臺灣穩懋半導體公司 1 μm GaAs HBT工藝下進行了流片．芯片顯微照片如圖3所示，整個芯片尺寸為 0.7 mm× 0.7 mm，芯片中所有的元器件的位置都按照對稱原則來設計，這樣輸出信號就不會受共模噪聲的影響．

圖4描述的是控制電壓為-2.6 V下VCO的輸出信號頻譜，在輸出端上測得的最大輸出功率為 -1.68 dBm．VCO的振蕩頻率隨輸入電壓變化的曲線如圖5所示，當輸入電壓在 -5 V 到 0 V 之間變化的時候，調諧范圍為 23.123 GHz 到 23.851 GHz 之間，這說明通過對諧振回路中Lc、Lb、C1和Ctune值進行優化,不僅滿足了工作波段的要求又實現了較寬的調諧范圍，證明了設計方法的正確性．

圖4 VCO的輸出信號頻譜圖5 振蕩頻率隨輸入電壓(負電壓)變化的曲線

為了驗證文中采用的改進的π形結構在優化噪聲方面的優勢，在仿真階段另外搭建了與文獻[8]相同的π形結構VCO，這兩款電路在工作頻率、調諧范圍以及輸出功率方面基本一致，通過電磁(ElectroMagnetism，EM)仿真可以對比二者在相位噪聲方面的差異．圖6(a)為不同偏置電壓下改進的π形結構和與文獻[8]相同的π形結構VCO的相位噪聲后仿真結果．當控制電壓在 -5 V 到 -1 V 變化時，文中的VCO相位噪聲大小基本維持在 -110 dBc/Hz @ 1 MHz; 當控制電壓為 0 V 時，相位噪聲為-106.806 dBc/Hz @ 1 MHz．當控制電壓在 -5 V 到 0 V 變化時，與文獻[8]相同的π形結構VCO相位噪聲大小基本維持在 -102 dBc/Hz @ 1 MHz ．通過仿真結果對比可以得出，改進的π形結構能夠進一步提高諧振回路的品質因數，從而減小相位噪聲．當控制電壓為 -3 V 時，芯片的相位噪聲測試結果為 -103.12 dBc/Hz @ 1 MHz，如圖6(b)所示．

圖6 π形反饋VCO相位噪聲后仿真和測試結果

表1列舉出了目前已報道的多款VCO電路和文中的VCO電路性能指標，經過對比可以看出，文中所設計的GaAs HBT VCO通過提高諧振回路品質因數的方式，在相對較寬的調諧范圍下實現了較好的噪聲性能．

表1 文中所實現的VCO與參考文獻性能對比

3 結 束 語

文中設計了一款采用1 μm GaAs HBT的K波段VCO，該電路采用差分改進π形反饋網絡來實現低噪聲性能．芯片的測試結果表明: 相位噪聲為 -103.12 dBc/Hz @ 1 MHz，調諧范圍為 23.123 GHz～ 23.851 GHz，尾電流大小為 12 mA，電源電壓為 -6 V，最大輸出功率為 -1.68 dBm．文中采用的改進π形結構，與普通的π形結構相比，能夠更好地提高諧振回路的品質因數，降低雙極型工藝二極管對壓控振蕩器相位噪聲的影響，在不犧牲壓控振蕩器調諧寬度的情況下實現低的相位噪聲，滿足了目前持續增長的個人無線通信市場對新一代高帶寬射頻前端關鍵模塊設計所提出的要求．

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