基于電網(wǎng)電壓定向的三相PWM整流器設(shè)計(jì)＊

彭 瑞，雷 力，褚仁林，柯萬宇

（武漢華中數(shù)控股份有限公司，武漢430223）

由二極管或晶閘管構(gòu)成的整流系統(tǒng)由于非線性特性、能量僅單向流動及功率因數(shù)不高，大大降低了電網(wǎng)的質(zhì)量及利用率，無法滿足綠色節(jié)能的要求。脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）整流器具有功率因數(shù)可控、能量雙向流動及直流電壓可控的優(yōu)點(diǎn)，因此在變頻調(diào)速系統(tǒng)、靜止無功發(fā)生器、有源濾波器以及新能源等領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用前景。

電壓型整流器（Voltage Source Rectifier，VSR）的控制目標(biāo)一般為保持直流側(cè)電壓穩(wěn)定，盡量避免電網(wǎng)電壓波動及負(fù)載變化的影響，也要保持交流側(cè)電流的精確控制，實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的功率因數(shù)控制的要求。根據(jù)控制目標(biāo)需要對直流側(cè)的電壓和交流側(cè)的電流設(shè)計(jì)相應(yīng)的調(diào)節(jié)器，從而構(gòu)成電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制控制結(jié)構(gòu)。

目前，三相電壓型整流器的主要控制方法包括直接功率控制（Direct Power Control，DPC）和電網(wǎng)電壓定向控制（Voltage Oriented Control，VOC），分別借鑒了交流電動機(jī)的直接轉(zhuǎn)矩控制和矢量控制的思想。電流控制技術(shù)主要分為間接電流控制和直接電流控制兩種類型。間接電流控制無需電流反饋元件，但主要存在電流的動態(tài)響應(yīng)慢，系統(tǒng)對參數(shù)波動較敏感等問題；直接電流控制依據(jù)PWM整流器的數(shù)學(xué)模型構(gòu)造電流閉環(huán)控制系統(tǒng)，直接控制網(wǎng)側(cè)電流跟蹤電網(wǎng)電壓，提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度和輸出電流的波形質(zhì)量，同時(shí)通過電流反饋元件實(shí)時(shí)監(jiān)測可實(shí)現(xiàn)過電流保護(hù)功能等優(yōu)點(diǎn)。而基于dq0旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的空間矢量電流控制還可以實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流有功分量和無功分量的獨(dú)立控制，同時(shí)能消除電流穩(wěn)態(tài)跟蹤誤差。

1 三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模型

三相電壓型PWM整流器的一般電路拓?fù)淙鐖D1所示。主要包括三相交流電壓源、交流側(cè)電感、開關(guān)器件IGBT（含續(xù)流二極管）和直流側(cè)濾波電容。其中，ea、eb、ec為電網(wǎng)三相電壓；ua、ub、uc為整流前端輸出 PWM 電壓；ia、ib、ic為三相輸入電流；L為輸入電抗器的濾波電感；R為輸入電抗器的等效內(nèi)阻；UDC為直流母線輸出電壓。

圖1 三相PWM整流器電路模型

在理想情況下，根據(jù)基爾霍夫定律可得三相電壓型PWM整流器的微分方程。PWM整流器在abc靜止坐標(biāo)系下的狀態(tài)方程（1）可表示為:

三相靜止坐標(biāo)系abc中的交流量轉(zhuǎn)換成同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系dq0中即可得到直流量。因此，將三相靜止坐標(biāo)系下的PWM整流器數(shù)學(xué)模型變換到以電網(wǎng)基波頻率同步旋轉(zhuǎn)的dq0坐標(biāo)系下，PWM整流器在dq0旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的狀態(tài)方程（2）可表示為:

2 控制策略

在dq0旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，三相電壓型PWM整流器通常采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)控制的控制策略。電壓外環(huán)控制獲得穩(wěn)定的直流側(cè)輸出電壓，而電流內(nèi)環(huán)根據(jù)外環(huán)的輸出指令進(jìn)行電流控制，提供快速的電流響應(yīng)。

為了減少交流側(cè)的電流畸變，直流電壓必須大于輸入端線電壓。然而直流電壓的指令值也不宜太高，因?yàn)槭苤朴谪?fù)載的額定工作電壓。本文采取了一種新型的控制方式，當(dāng)外部三相電壓正常時(shí)，使用iq＝0的控制策略。當(dāng)三相交流電壓超過常規(guī)電壓時(shí)時(shí)，q軸的電流指令不再為0，即采用注入無功電流，用降低基波功率因數(shù)的方法減少三相輸入電流的畸變。

2.1 電流環(huán)設(shè)計(jì)

由方程（2）可知，在同步坐標(biāo)系中，id，iq存在交叉耦合，根據(jù)文獻(xiàn)［1］提出的前饋解耦控制策略，電流環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器。得到解耦控制方程為

2.2 電壓環(huán)設(shè)計(jì)

電壓環(huán)主要的作用是使直流母線輸出電壓穩(wěn)定在一個(gè)設(shè)定值，采用PI控制器進(jìn)行調(diào)節(jié)電壓，電壓指令和母線電壓反饋進(jìn)行比較，其差值通過PI調(diào)節(jié)器的計(jì)算，從而得到有功電流的指令值。

根據(jù)上所的電壓環(huán)和電流環(huán)設(shè)計(jì)，忽略電壓擾動的影響，得到PWM整流控制系統(tǒng)的控制框圖如圖2所示。

圖2 PWM整流器控制系統(tǒng)框圖

3 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

3.1 軟件設(shè)計(jì)

控制軟件由TMS320F2808完成，主要包括主程序和三個(gè)中斷程序。采用前后臺工作形式，主程序在后臺運(yùn)行，主要包括初始化部分，實(shí)時(shí)性不高的按鍵與LED顯示等，三個(gè)主要中斷分別為EPWM4_INT、ECAP3_INT、EPWM4_TZINT。其中 EPWM4_INT中斷程序進(jìn)行電壓電流采樣，完成電壓環(huán)和電流環(huán)的運(yùn)算，產(chǎn)生6路PWM信號。ECAP3_INT為捕捉單元的上升沿中斷，響應(yīng)A相電壓過零檢測，EPWM4_TZINT則是高級別的中斷，響應(yīng)IGBT短路時(shí)的報(bào)警，迅速關(guān)斷PWM信號。

圖3 中斷流程圖

3.2 同步相位角度設(shè)計(jì)

電網(wǎng)電壓采樣使用電阻分壓后，然后用比較器兩兩比較，從而獲得三相方波信號。該信號經(jīng)過光電耦合器隔離后送入DSP的捕獲端口，根據(jù)三相方波信號獲得電網(wǎng)的相序，每次A相過零上升沿到來時(shí)，ECAP3捕獲口產(chǎn)生中斷ECAP3_INT，由軟件設(shè)定此刻為控制周期的初始相位。電網(wǎng)電壓頻率為50Hz，實(shí)驗(yàn)中取IPM開關(guān)頻率為10kHz，當(dāng)電網(wǎng)電壓綜合矢量旋轉(zhuǎn)一周，EPWM4_INT中斷子程序運(yùn)行200次。PWM刷新模式采用一個(gè)載波周期內(nèi)雙次電流采樣雙次PWM刷新，即在載波上升沿和載波周期中點(diǎn)分別進(jìn)行電流采樣和刷新PWM，兩次中斷之間空間電角度相差0.9°。這樣每運(yùn)行一次EPWM中斷程序，電網(wǎng)電壓矢量空間角度將在上一次的基礎(chǔ)上增加 0.9°。

4 試驗(yàn)研究

依據(jù)上述論述，設(shè)計(jì)了一臺11kWPWM整流器原理樣機(jī)，其主要參數(shù)如下:以TI公司TMS320F2808 DSP為控制核心，功率器件采用1200V/75A的IPM PM75RLA120，電抗器的電感是 1.85mH，輸入交流電壓380V，輸出直流電壓600V。

圖4 樣機(jī)實(shí)物圖

實(shí)驗(yàn)采用Tektronix公司的TPS2014示波器以及HIOKI公司3390功率分析儀測量輸出波形，圖5是由空載突加負(fù)載時(shí)的電流、電壓輸出的波形。圖6是穩(wěn)定負(fù)載時(shí)的交流側(cè)電壓電流波形。

圖5 輸入電流與輸出電壓波形

圖6 輸入電壓和電流波形

5 結(jié)論

分析了三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模塊和控制方法，搭建了11kW實(shí)驗(yàn)平臺，并對三相PWM整流器的運(yùn)行狀況進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該控制系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的直流電壓輸出，高功率因數(shù)的整流控制，并可實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動。該整流器可以應(yīng)用于公共直流母線的多軸伺服系統(tǒng)，也可用到其他需要能量雙向流動的應(yīng)用場合，如電池充放電，無功功率補(bǔ)償、新能源等領(lǐng)域。