單端口低頻矢量網絡分析儀的設計

南永兵, 呂玉祥, 王 帥, 孫勝男, 邵亦博(太原理工大學 物理與光電工程學院,太原 030024)

0 引 言

在工程項目應用中，常常需要知道一些復雜系統或元器件對激勵信號的響應，網絡分析儀作為“儀器之王”，在射頻通信領域有廣泛的應用。目前普遍流行的網絡分析儀主要是通過掃頻的方式對系統響應信號的幅度和相位信息進行檢測，從而能夠更好的了解和描述這個系統[1]。但是，現有的矢量網絡分析儀大多價格昂貴，體積龐大[2]。

網絡分析儀的整體性能主要依賴于高質量的激勵、性能優越的定向耦合器、可靠穩定的超外差調諧接收機和標準的校準套件[3]，其任何一部分的測試、調試都極其復雜、耗時。在現場應用中一般也只用網絡分析儀的部分功能，從現場應用需求出發，結合N2PK開源項目，設計了簡易單端口低頻矢量網絡分析儀，它采用低功耗的32 bit Cortex-M3內核ARM微控制器STM32F103進行控制，信號源由專用集成DDS芯片AD9851構成，通過共用外部時鐘源可以將兩片AD9851保持同步，進而產生兩路相位差可控的掃頻信號[4]。信號分離單元采用反射電橋，用于分離待測器件上的反射信號[5]。接收機部分采用模擬乘法器MC1496進行混頻，將采集到的數據利用校準算法運算后可以得到單端口的反射系數、阻抗等信息[6-10]。該網絡分析儀的測量架構獨特，現場應用簡單方便。

1 設計方案

1.1 總體設計方案

網絡分析儀總體結構如圖1所示。該網絡分析儀采用順序正交測量方法[11](Sequential Quadrature Measurements)。系統由控制器、掃頻信號源、反射計電橋電路、幅度相位接收機和校準件等基本單元組成。測量中控制器精確控制DDS產生兩路相差90°的同頻信號，兩路信號經過抗混疊濾波后，一路通入反射計電橋電路，電橋電路的輸出信號通入模擬乘法器的射頻端，另一路信號直接與模擬乘法器電路的本振端相連，兩路信號相乘經過低通濾波后得到直流信號，通過A/D采集后得到被測器件的網絡信息[12-13]。將標準校準件測得的信息與被測器件的信息利用校準原理求解之后得到被測器件的反射系數。通過反射系數可以求解出阻抗、反射損耗等參數。這種測量方法的數據采集速率相對較慢，但是具有較高的測量精度。

圖1 網絡分析儀總體結構

1.2 設計原理

被測器件的阻抗特性可以通過標準反射電橋測得，幅值|uRF|和φRF相位信息的獲取也依賴于3個標準的校準終端，它分別為短路、開路以及一個標準的50 Ω負載校準件。在測量相位信息時，采用了窄帶直接轉化機制，接收機部分直接將測量的信號轉換成直流信號，直流信號的大小由輸入信號的幅值及RF與LO信號的相位差決定。高精度的幅度與相位的獲取是采用一個精確的線性模擬乘法器和一個24 bitΔ-Σ型差分輸入的A/DC[14]。在測量的過程中，RF-DDS信號經過被測器件后的輸出信號為：

uRF=B1sin(ω1t+φ1)

(1)

LO-DDS的輸出信號為：

uLO=B2sin(ω2t+φ2)

(2)

RF-DDS信號經過被測器件后的輸出信號與LO-DDS信號相乘后得：

(3)

由式(1)可知，當RF-DDS信號與LO-DDS信號同頻率時，輸出信號uO是倍頻分量與直流分量的疊加，通過低通濾波就可以得到一個與兩輸入信號相位差的余弦值成比例的直流分量。

測量過程中首先設置RF與LO相差為0°，在頻點f1下可以測得一個直流分量值，再通過設定RF與LO相位差為90°，在相同頻點f1下可以測得另一個直流分量值，兩個直流分量構成一個復數(Rhom)，分別為復數的實部和虛部。通過控制器設置同樣的兩組相差，在相同的頻點f1下連接標準校準件(SHORT，OPEN，LOAD)可以測得3組復數，分別為M1、M2、M3。對于單端口，利用單端口誤差模型，有3個誤差項，為了求解3個誤差項，由線性矩陣理論，需要建立3個不相關的方程求解[15]。

e00+A1M1e11-A1Deltae=M1

(4)

e00+A2M2e11-A2Deltae=M2

(5)

e00+A3M3e11-A3Deltae=M3

(6)

方程中A1、A2、A3分別為3種標準校準件短路(SHORT)、開路(OPEN)、負載50 Ω(LOAD)時對應的反射系數，其值為：A1=1+0i、A2=-1+0i、A3=0+0i。e00,e11,Deltae為待求誤差項。

利用測量獲得的M、M2、M3和已知的A1、A2、A3可以求解出在頻點f1下反射系數修正量e00、e11、Deltae的值。被測器件反射系數為：

(7)

進而可以根據式(7)求解出被測器件DUT在f1頻點下的反射系數Г。根據反射系數與負載阻抗的關系式,

(8)

式中，ZO的值為50 Ω，即可求解出負載阻抗值。

同理將上面的方法依次應用到多個頻點下，可以獲得多組對應頻點的反射系數修正量，將這些修正量存儲在STM32的Flash中。當測量被測器件的反射系數時，將對應頻點下的修正量調取出來，再結合該頻點的測量值，利用式(7)即可求出反射系數。利用反射系數可以計算出被測器件的阻抗ZL、反射損耗S11、駐波比VSWR等參數,通過TFT顯示屏顯示測得的數據。

2 硬件設計

2.1 信號源

該掃頻信號源采用數字頻率合成芯片AD9851構成，AD9851可以產生一個頻率和相位可數字化編程的模擬正弦波，它輸出波形的頻率可連續從一個頻點變化到另一個頻點，頻率的分辨率為0.04 Hz，移相輸出增量為11.25°。為了保證兩路激勵源保持相位同步，兩片DDS芯片采用共同的外部時鐘源，共用更新頻率和相位的FQ_UD引腳，確保能夠精準的控制兩片DDS的相位差，有利于提高阻抗測量的準確度[15]。DDS輸出的信號經過濾波之后降低了波形的雜散和噪聲。圖2為產生兩路頻率相位可調的信號源原理圖。

圖2 AD9851外圍電路

2.2 模擬乘法器

乘法電路采用MC1496模擬乘法器，電路如圖3所示，它實現了反射電橋輸出信號(P8接口)與相位為0°以及90°的本振信號(P9接口)相乘，輸出信號為OutA、OutB端口。供電電源為12 V，通過LP2951電源模塊將12 V調節為5 V，通過TC7662B和LM7905將12 V調節為-5 V。MC1496采用±5 V供電。

2.3 A/DC設計

模擬乘法器MC1496輸出信號經過濾波后為直流信號，模數轉換器A/DC為差分輸入類型，這樣可以抑制因為溫漂、電源波動等引起的共模干擾。該系統中使用的ADC為24 bit的LTC2410，它是內部集成振蕩器的Δ-Σ型差分輸入A/DC，外部參考電壓為2.5 V，電路如圖4所示。

圖3 乘法器外圍電路

圖4 A/D轉換電路

3 軟件設計

系統的控制部分采用STM32F103，它為低功耗32位Cortex-M3內核的ARM微控制器，具有豐富的開發資源。軟件開發環境為MDK5，程序主要包括DDS驅動程序、按鍵檢測程序、ADC采集程序、Flash存儲程序等。程序流程如圖5所示。

圖5 軟件流程圖

4 測試結果

為了驗證該網絡分析儀的可行性及測量精度，將一個待測器件阻值為51 Ω的電阻分別接入自制的網絡分析儀和AV3656網絡分析儀，測試系統如圖6所示，圖片左側為高精密51 Ω貼片電阻，右側為網絡分析儀測試現場。

在10.5 MHz到14.7 MHz內頻段內測試了15個頻點，阻抗測試結果如圖7所示，其中實部1、虛部1為AV3656網絡分析儀測得的阻抗，實部2、虛部2為自制網絡分析儀測得的阻抗值。自制網絡分析儀測得的實部值基本在AV3656測得值附近輕微波動，最大偏差不超過0.2%。虛部值整體比AV3656測得的值偏小，可能是測量儀器或者同軸線纜的寄生電容所導致，但整體數值誤差較小。

圖6 測試系統

圖7 51 Ω實部虛部測量值與參考值

圖8中,S11(a)和S11(b)分別為AV3656和自制網絡分析儀測得13.56 MHz的射頻天線反射損耗(S11)的曲線圖。從圖8中可以看出,雖然自制網絡分析儀測得的S11與通過AV3656網絡分析儀測得的值有一定的偏差，但在16.5～20.62 MHz頻率范圍內曲線的走勢相對比較平穩，根據曲線的趨勢能夠判斷出在18.7 MHz附近時反射損耗較小，可進行調諧或者阻抗匹配,能夠滿足現場測試需求。

圖8 S11測量值與參考值

5 結 語

通過合理的電路設計和誤差校準方法，實現了工作在50 kHz～60 MHz頻段的單端口矢量網絡分析儀，體積小巧便于攜帶，能夠準確的測量被測器件的阻抗，反射損耗，駐波比等參數。該網絡分析儀測量的數值與AV3656A矢量網絡分析儀測量的數值基本吻合，阻抗誤差不超過2%。對網絡分析儀廣泛應用在無線通信領域有一定指導意義。

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