短波信道中單載波頻域均衡技術研究

司璐，余心樂

(中國傳媒大學廣播電視數字化教育部工程研究中心，北京 100024)

1 引言

短波通信是實現全球無中繼通信的唯一手段，廣泛應用于航空軍事領域，然而短波信道環境惡劣，多徑效應較為突出，其頻率選擇性衰落嚴重影響通信的可靠性。多徑衰落嚴重影響了信號的傳輸質量，必須采用抗衰落技術來降低其對系統的影響，因此，對于抗多徑衰落技術的研究就顯得尤為重要。目前短波數據傳輸中對抗多徑的方法主要有多載波和單載波兩種。其中，多載波方法以正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)為代表，它將高速串行數據流轉換為多個具有較低速率的并行正交子載波，這樣做可以把多徑效應引起的頻率選擇性衰落轉化為多個平坦子信道，從而有效地克服了多徑衰落，使符號間干擾得到了很大抑制。

盡管OFDM系統可以有效的對抗信道多徑特性，但是它存在峰均比高和對頻偏極其敏感的缺點，在此背景下，單載波頻域均衡(Single Carrier Frequency Domain Equalization，SC-FDE)系統受到越來越廣泛的關注。與傳統的時域均衡相對應，頻域均衡的概念包括分別在頻域上補償幅度和相位。盡管SC-FDE系統也是類似于OFDM在頻域上進行均衡，但是它的數據是分布在時域上的，也就是說相應的符號映射及數據判決都是在時域上進行的，所以可以回避OFDM系統峰均比大及對頻偏敏感的缺點[1]。目前，SC-FDE技術入選IEEE802.16無線局域網標準，作為小企業辦公家庭辦公的應用方案之一，此外SC-FDE對應的多址技術被3GPP確定為LTE物理層上行的傳輸技術之一，以避免OFDM終端發射功率大的缺點。

2 SC-FDE系統原理

采用單載波體制的短波通信系統，能夠避免OFDM系統較高的峰均比帶來的發射功率受限的問題，其基于數據塊的傳輸方式，將待串行的數據劃分成一系列等大小的數據塊，并且在數據塊之間插入獨特字(Unique Word，UW)[2][3]來對抗多徑傳輸，實現接收端的頻域均衡?；跀祿K的單載波傳輸方案和典型的編碼正交頻分復用(COFDM)傳輸方案的系統框圖對比如圖1所示。

圖1 基于數據塊的單載波傳輸方案及COFDM傳輸方案系統框圖

從圖1可以看出，基于數據塊的單載波傳輸方案的功能模塊和采用COFDM傳輸方案的系統的功能模塊幾乎完全一樣，主要區別是將COFDM傳輸系統中的IFFT模塊從發射機移到了接收機中，用UW替代COFDM中的CP。由于信道均衡是在頻域進行的，所以理論上講，許多針對COFDM傳輸方案的信道估計和均衡技術都可以直接應用于基于數據塊的單載波傳輸系統中。

發送數據的幀格式采用基于單UW的幀結構，由于每幀的第一個UW在吸收了前一個數據塊的多徑干擾后再去用于信道估計，會一定程度降低信道估計精確度，因此在每幀的第一個數據塊前再插一個UW，對抗多徑干擾對信道估計的影響，每幀的第二個UW用于信道估計。傳輸幀格式如圖2所示。

圖2 傳輸幀格式

3 SC-FDE系統中的頻域均衡技術

SC-FDE系統最初采用的均衡算法大多為線性的迫零(Zero Forcing，ZF)均衡和最小均方誤差(Minimum Mean Square Error，MMSE)均衡。我們可以認為事實上迫零均衡的均衡系數就是信道系數的倒置濾波，理論上可以完全消除符號間干擾。但是考慮到噪聲的影響，在信道深衰落處ZF算法會將噪聲放大很多，影響通信系統性能。當采用MMSE算法進行信道均衡時，均衡系數同時考慮了噪聲和信道的影響所以不會存在ZF算法中對噪聲放大的問題，即使在信道深衰落處也不會有放大噪聲的影響，但是運算相對復雜計算量大。

對于頻域選擇性信道，判決反饋均衡(Decision Feedback Equalization，DFE)比線性均衡有更好的性能。文獻[4][5]提出時頻混合結構的混合判決反饋(H-DFE)均衡算法。在這種均衡結構中，接收信號先經過一個前置的線性頻域均衡器，然后在時域進行反饋濾波并逐符號判決。但是這種算法涉及到矩陣求逆運算，增加了實現復雜性。H-DFE在下文中簡稱DFE算法。文獻[7]提出一種完全頻域的均衡器結構，并引入迭代機制，即塊迭代頻域判決反饋均衡算法(Iterative Block Decision Feedback Equalization，IBDFE)，這種結構采用頻域均衡加頻域反饋并進行迭代的方法，以較小的計算量取得了相比DFE較好的性能。IBDFE的基本思想是通過多次迭代來消除由于無線信道衰落造成的幅度和相位的影響，每一次通過對上次判決的序列與發送序列的相關因子進行估計，并重新計算濾波器的系數，從而進行下一次迭代。IBDFE結構圖如圖3、圖4所示。

圖3 塊迭代判決反饋均衡器結構(前饋部分)

圖4 塊迭代判決反饋均衡器結構(反饋部分)

4 均衡算法仿真

對SC-FDE進行系統仿真，信道模型參照數字調幅廣播(DRM)標準中的信道3設定多徑參數，其為典型的短波信道。假設信道非時變，且系統已經精確同步。信道參數如表1所示。假設符號速率為8KSps，UW采用具有恒包絡特性的Chu序列[9]，每個數據符號內的數據樣點數為256，數據符號總長度為320，一幀內包含15個數據符號。調制方式可選擇為QPSK或者16QAM，信道編碼采用卷積編碼。發送端的主要參數如表2所示。

表1 仿真所采用的多徑信道參數

表2 發送端參數

基于LS準則，利用每幀的第二個UW得到64點的信道頻域響應，再通過5倍維納插值濾波得到320點的信道頻域響應。由于信道設定為非時變，認為每幀內的信道頻響是不變的。本文對ZF、MMSE、DFE和IBDFE四種經典的均衡算法進行仿真。綜合考量算法復雜度和性能表現，DFE的反饋濾波器系數數目NFB=16，IBDFE的迭代次數NI=3。圖5和圖6分別給出采用兩種調制方法時，接收信號通過各種均衡器后的星座圖。從左到右，從上至下分別對應ZF、MMSE、DFE和IBDFE算法?？梢钥闯?，ZF的性能最差，DFE和IBDFE的性能較好。

圖5 QPSK調制接收星座圖(SNR=10dB)

圖6 16QAM調制接收星座圖(SNR=18dB)

4.1 性能分析比較

對四種均衡算法進行仿真，圖7和圖8分別給出QPSK和16QAM調制時，四種均衡算法的誤比特率(BER)曲線。

圖7 QPSK調制BER曲線

圖8 16QAM調制BER曲線

可以看出，ZF算法由于對噪聲和頻域深衰落非常敏感，很容易將噪聲放大，誤碼性能最差；MMSE均衡對符號間干擾和噪聲作了綜合考量，使得符號間干擾和噪聲同時得以抑制，提高了誤碼性能；DFE和IBDFE由于采用前饋和反饋聯合濾波，大幅減小了符號間干擾和噪聲的影響，相比MMSE均衡性能又有了較大的提升，其中IBDFE性能表現最好。

采用QPSK調制時，在低信噪比條件下，DFE算法不如MMSE算法性能表現好，但是IBDFE算法相比MMSE性能有明顯提升，在誤比特率BER=10-5時，IBDFE帶來約1.2dB的信噪比增益。采用16QAM調制，在BER=10-4時，相比MMSE均衡，DFE和IBDFE帶來信噪比增益為0.8dB和1.8dB；在BER=10-5時，DFE信噪比增益為1.3dB，IBDFE信噪比增益為1.7dB。

4.2 算法復雜度評估

復數乘法(Complex Multiplilcations，CMULs)的次數為影響計算量的主要因素，故按照復數乘法的數量來評估各種均衡算法的復雜度，每判決一個符號的輸出，所需CMULs的數量如表3所示(向上取整)，濾波器參數設計(更新)的計算復雜度如表4 所示[10]。

從表中看出，ZF和MMSE由于結構簡單，復雜度最低，DFE的計算復雜度隨著反饋濾波器系數數目的增長呈二次方增長，IBDFE的復雜度隨著迭代次數的增加呈倍數增長。

表3 每判決符號輸出的計算復雜度

表4 濾波器系數設計(更新)復雜度

5 結論

單載波頻域均衡技術采用類似OFDM的信號處理方式，但是在回避了OFDM系統缺點的同時以其良好的抗多徑能力和結構復雜度低收到廣泛關注。本論文主要圍繞短波信道條件下單載波頻域均衡技術展開。先后闡述SC-FDE系統的原理及實現方案，詳細的介紹了各種均衡算法并進行系統仿真，給出性能仿真曲線，并且評估了算法復雜度。在實際工程應用中，可根據具體信道環境和通信要求選擇合適的均衡算法。