便攜式測試儀器中恒功率蓄電池充電器的研制?

鄒家奇

（海軍駐無錫地區軍事代表室 無錫 214061）

1 引言

電與現代人類社會息息相關，是人類生活的源泉，電源是產生電的裝置，隨著科學技術的飛速發展，電源裝置的需求量日益增長，因而對其體積、重量、效率、可靠性和性能等方面提出了更高的要求［1］。在電力系統中，直流系統的可靠性、穩定性及技術性能直接影響到電網的正常運行和設備的安全；在通信網絡中，通信的質量和效果受到通信電源品質的制約，因此人們極為重視電源的質量和技術性能，而研制新型電源也就變得有十分重要的意義［2］。由于不可再生能源日漸枯竭，而太陽能、風能等新能源的儲備都嚴重依賴于蓄電池，移動型高性能動力電池市場發展迅猛，蓄電池將逐步占據未來市場的重要地位。研究發現電池充電過程對電池壽命的影響最大，放電過程的影響較小。也就是說，絕大多數的蓄電池的損壞是由不良的充電方式造成的。由此可見，一個高品質的充電器對蓄電池的使用壽命具有舉足輕重的作用。本課題旨在充分利用恒功率源的輸出特征優勢，設計一種高效、安全、快速的蓄電池充電器。延長蓄電池的使用壽命，減少原材料的浪費和環境污染，保證用戶的便利和高效使用，為新能源的優化配置創造有利條件。

2 系統總體方案設計

系統功率電路采用“高頻隔離+同步整流”的結構體系。雖然高頻變壓器前的電路需要工作在較高的電壓環境當中，對元器件的要求高、調試較困難，但是高頻變壓器具有的高功率密度和高轉換效率的優點，使其有利于系統的小型化和高效化［3］。同步整流采用通態電阻極低的專用MOSFET代替肖特基二極管實現低損耗整流，有利于系統的散熱、高效以及延長使用壽命。整個系統由輸入電路、功率變換電路、輸出電路和控制電路四部分組成。其系統框圖如圖1所示。

圖1 系統框圖

輸入電路包含EMI濾波和一次整流環節，85V～265V交流電直接經EMI濾波和橋式整流后得到脈動直流電壓。功率變換電路中高頻電子開關將直流電壓變換成受控的、符合設計要求的高頻脈沖電壓，再經過高頻脈沖變壓器變換成合適幅度的脈沖電壓。輸出電路用于將高頻方波脈沖電壓經同步整流以及LC濾波后變成直流電壓輸出，此電壓受控于輸入電壓的波動和負載的變化。控制電路將輸出電壓、電流經采樣后與電路的基準電壓進行比較、放大成為控制信號，控制信號通過調整PWM脈寬，使輸出電壓或電流保持恒定。

3 功率電路

功率電路包括功率變換電路和輸出電路，其主要功能是將橋式整流后的脈動直流電壓轉換為一定幅值的直流輸出，對整個系統的轉換效率起著決定性的作用［4］。功率變換器由電子開關和高頻變壓器組成，等同于一個隔離DC-DC模塊。輸出電路是穩定、低紋波直流輸出的基礎，它通過二次整流和LC濾波實現。

3.1 正激式BUCK變換器

正激式BUCK變換器具有拓撲簡潔、輸入輸出電氣隔離、電壓降范圍寬、使用元器件少等優點。與反激式相比，其變壓器銅損較低，且副邊紋波電壓和電流衰減明顯，因此被廣泛應用于中小功率電源變換場合［5］。由于要求功率變換器提供低電壓、大電流輸出，二次整流損耗將成為變換器的主要損耗之一。為了提高變換器的轉換效率，系統改進了變換器的結構，采用低導通電阻的MOSFET代替有一定壓降的續流二級管進行同步整流，改進型正激變換器的結構如圖2所示。

圖2 改進型正激變換器結構圖

正激變換器必須附加復位電路來實現功率開關截止期間變壓器鐵心磁復位，以避免變壓器飽和［6］。由于變壓器中的磁場能量可通過N3泄放，不同于消耗主要在電阻上的RCD磁通復位電路，因此還可減少發熱，提高效率。

3.2 同步整流

在低電壓、大電流輸出的功率變換器中，整流損耗是變換器的主要損耗。因此，為了提高變換器的轉換效率必須降低整流損耗。系統使用通態電阻極低的專用MOSFET代替肖特基二極管實現低損耗整流，即同步整流技術［7］。同步整流技術能很大程度地提高DC-DC變換器的轉換效率，并且不會出現因肖特基勢壘電壓而導致的死區電壓。MOSFET屬于電壓控制型器件，其導通時的伏安特性呈線性［8］。用MOSFET整流時，柵極電壓必須與被整流電壓保持相位同步才能完成整流功能。

為了進一步提高電源轉換效率，優化電路設計，本設計選用同步整流模塊FPP06R001。FPP06R001是一款正激式專用同步整流模塊，在12V輸出電壓時有很高的整流效率；模塊化使電路設計得以簡化，減小了電源體積，提高了電路的工作可靠性。將同步整流技術應用于傳統的正激變換器中時，死區時間內續流MOSFET體二極管的導通增加了整流損耗，降低了整流效率，從而降低了變換器的效率［9］。為此，系統采用外驅動方式，解決死區時間內續流MOSFET體二極管的導通問題，降低整流損耗，提高整流效率。外驅動同步整流正激變換器的電路如圖3所示。

圖3 外驅動同步整流正激變換器結構圖

在電路中，同步整流模塊的驅動信號來自主開關管的門極驅動，因此，同步整流管的導通時間與變壓器的復位方式無關，僅取決于門極驅動信號的時間參數［10］。由圖3可見，當從控制電路驅動同步整流模塊時，Q2的導通時間達到最大，不影響在死區期間通過二極管D1的磁化電流的導通時間。在死區時間內，MOSFET的Q1是關閉的（對Q1的門極驅動較低），對于外驅動的同步整流管，在死區時間內，二極管D1的導通與自驅動完全相同。為避免MOSFET同時導通，需在兩個門極驅動信號之間加入了死區延遲。而在延遲期間內，因為沒有門極驅動信號作用于MOSFET，MOSFET的體二極管導通，從而增加了導通損耗，并且還增加了反向恢復的損耗。控制同步整流驅動的效果主要取決于門極驅動的時間安排，因此系統在保證電路安全穩定的前提下，最大限度地縮短了死區延遲時間。

4 控制電路

控制電路以UC3843為核心，采用雙回路控制策略，以實現快速、準確的控制，獲得寬范圍、穩定的恒功率輸出特性［11］。

驅動電路由高端MOSFET的驅動電路和低端MOSFET的驅動電路組成，由于兩個驅動電路布局在高頻變壓器的兩側，兩驅動信號必須隔離。系統的驅動電路如圖4所示。

圖4 驅動電路

UC3843的輸出級為圖騰柱式，輸出晶體管的平均值為200mA，最大峰值電流可達l A，可直接驅動，也可隔離驅動［12］。本電路采用隔離驅動。設計時，盡可能減少MOSFET各端點的連線長度，特別是柵極引線，如無法縮短，則可在靠近柵極處串聯一個小電阻R1以便抑制由MOSFET輸入電容和在柵-源電路中任何串聯引線電感所產生的高頻寄生振蕩。R2是用來給柵源間的電容放電，且可防止未使用時，柵源間電容有電荷積累，造成柵源擊穿，并聯在R1上的反向二極管D是用來給MOSFET結電容放電，加速MOSFET關斷。選取R6為10Ω/0.25W，R7為10k/0.25W，D為1N4148。

5 結語

對電源設計深入研究的基礎上，本文緊密結合國內外電源發展動向，根據要求研制了一款高效、安全、快充、低電磁污染、低紋波的蓄電池充電裝置，同時具有體積小、功率密度大、工作性能穩定等特點。

打破了傳統電源只能恒壓輸出或恒流輸出的工作模式，采用自動調整、電壓負反饋穩定輸出、光耦調整誤差放大器的放大量，使得通過MOSFET的峰值電流大為降低，不但為電源的恒流輸出創造了條件，還為功率開關管的管溫、管耗、不受現場環境影響產生的高消耗、高污染和優化電源電氣參數性能奠定了基礎。在二次整流部分，采用外驅動型同步整流工作方式，很大程度上提高了整流效率。為了減小整個電路系統中變壓器和電感線圈的銅損耗，變壓器初級繞組全部采用多股絞線并繞方法，另外電路中大電感也采用多股絞線并繞法，這一措施有效地降低了器件的銅損耗。