紅外焦平面像素級數字化技術最新進展

于 艷,李敬國,劉澤巍

(華北光電技術研究所,北京 100015)

1 引 言

紅外焦平面的數字化實質上是紅外探測器信號讀出電路的數字化，而信號讀出電路是屬于微電子集成電路的范疇，因此，超大規模集成電路設計和制造技術是實現紅外焦平面數字化的支撐技術。隨著集成電路設計、制造技術的飛速進步，能夠獲得線寬更小、集成度更高的數字化/智能化讀出電路芯片。更進一步地可將許多傳統紅外探測器組件后端電路所完成的功能集成在焦平面讀出電路中實現，例如:信號的模數轉換(ADC)、非均勻性修正(NUC)、甚至實現圖像處理、片上系統(SoC)等，這些技術的發展不但提高了探測器的性能和信息處理能力，還能夠簡化探測器接口、減小探測器的體積和重量、提高探測器的抗干擾能力。

模擬數字轉換器(ADC)是數字化焦平面的基礎，本文將簡要敘述紅外焦平面片上ADC的幾種架構方式及其優缺點，重點分析幾種典型的像素級ADC結構的工作方式及其對紅外焦平面探測器的性能影響，最后將介紹國外像素級數字化技術最新進展情況。

2 紅外焦平面片上ADC簡介

紅外探測器讀出電路片上ADC的設計是數字化焦平面的最核心技術，不同于集成電路中的ADC模塊，其結構參數設計受限于探測器有限的像素面積，應用于制冷型探測器中還要受到功耗方面的約束。

傳統讀出電路將探測器感光后輸出的微弱電信號積累、放大、處理并順序輸出。通常是由輸入級、列放大級、輸出級和時序控制電路組成，其中除了一些簡單的控制電路為數字電路以外，對探測器信號的處理均是在模擬域完成的，如圖1所示。

圖1 傳統讀出電路架構組成Fig.1 Composition of traditional readout circuit

讀出電路的數字化就是要將AD轉換等功能放在讀出電路上實現，使其最終輸出的信號為數字格式，從而提高其抗干擾能力。通常片上ADC的架構方式有三種:芯片級的AD轉換結構、列級的AD轉換結構和像素級的AD轉換結構[1]，如圖2所示。 芯片級ADC就是將ADC置于傳統讀出電路輸出最末端，因此，信號處理的大部分其實仍是以模擬的方式進行，只是在輸出級之后完成AD轉換，其對信號噪聲性能的提高作用不明顯，且由于ADC的轉換速率等于探測器信號讀出速率，速度較高而容易引起較大的時鐘噪聲、容性耦合噪聲和較高的功耗。因此芯片級ADC架構方式較少被采用。

列級的ADC方式是目前發展較為成熟，也較多被國外公司采用的片上ADC架構方式。列級ADC是一列(或多列)探測器單元共用一個ADC，因而省去了原來的列驅動放大器以及輸出驅動電路，使信號通路上的模擬電路減少了，且輸出至片外的因而對噪聲性能的提高有一定的作用。但集成了列級ADC的處理電路所處理的探測器信號量并沒有本質的改變，所以對探測器性能的提升有限。列級ADC結構和參數設計受像元中心距一定的限制，轉換頻率通常等于探測器行頻，相對屬于中速ADC轉換，當像元中心距較小、幀頻較高和陣列規模較大時，設計難度也隨之加大。

像素級ADC結構是在每一個像素內實現AD轉換，探測器的微弱信號經過簡單的耦合流入讀出電路直接被轉換成數字格式，因而后續的傳輸、處理都是針對數字信號。像素級ADC的轉換頻率通常等于幀頻，所以ADC的轉換速率可以非常低，功耗??；焦平面陣列和外圍接口之間的通信均為數字信號，因此可大大提高整個芯片的噪聲性能；由于結構的特殊性，可以采用一些技術來增加電荷處理能力，提高探測器信號處理量，對提高探測性能非常有利。另外，采用像素級ADC結構實現焦平面數字化時，數字信號便于做進一步處理來進行焦平面讀出電路的控制，比如，曝光控制、盲元替代，在芯片上也可以實現圖像處理功能以降低片外硬件的需求。像素級ADC結構受到非常苛刻的面積限制，版圖實現難度極高，因此在初期因集成電路制造工藝水平的限制而未得到廣泛的發展，而近年來隨著集成電路制造工藝尺寸的不斷縮小，越來越多的國外公司已通過研制具有像素級ADC的數字化讀出電路使紅外焦平面的性能不斷接近理論極限值，探測水平極大提高。

3 典型像素級ADC結構

眾所周知，集成單片ADC電路模塊可以有多種實現方式:全并行式(flash)、流水線式(pipeline)、逐次逼近式(SAR)等。而用于紅外焦平面探測器讀出電路中的像素級ADC對像元面積、填充因子以及功耗都受到非?？量痰南拗疲虼瞬⒉皇撬械腁DC電路結構都適用。目前被國外公司較多采用的結構主要有三種:斜率型ADC(single slope)、過采樣ADC(Σ△ADC)、脈沖頻率調制型ADC(PFM)或稱電荷包計數型以及兩步轉換型ADC(Residual-Counting)等。

3.1 斜率型像素級ADC

單斜率型ADC屬于間接轉換的一種，具有轉換精度高，抗干擾能力弱的特點。它通過電壓-時間變換把模擬電壓量變成時間量，該時間間隔內對時鐘脈沖進行計數，再對計數脈沖進行編碼、鎖存得到相應的數字量。它由積分器、比較器、計數器、時鐘脈沖發生器和一些控制邏輯組成，時間間隔的長短與模擬輸入電壓成比例。其原理和時序示意圖見圖3。單斜率型ADC對斜坡電壓要求很高，線性不良會帶來轉換誤差，一般采用外部輸入。對于N位轉換器，完成一次轉換最慢需要2N個時鐘周期。

斜率型ADC包含的電路模塊較多，因此面積龐大。為了將這種結構的ADC集成到像素單元內，常用的方法是將計數器模塊放在像素之外，采用多元共享的方式，而像素單元內僅產生控制“時間間隔”的脈沖用于將當前的計數值鎖存下來。甚至也有將全部輸入級和ADC電路都共享的方式，進一步解決像素面積和功耗方面的限制[2]。

3.2 過采樣ADC

紅外探測器用像素級Σ△ADC ，它通常由調制器和數字低通濾波器構成，輸入模擬信號經過調制將量化噪聲推到了高頻部分即信號帶寬以外，然后通過數字抽取濾波器濾除量化噪聲，從而能夠實現較高分辨率的AD轉換結果，如圖4所示。其工作原理是探測器生成的光電流經電容積分，積分周期結束時獲得一個采樣電壓，電壓經過由過采樣時鐘CK1控制的比較器量化，量化值經過一位DAC轉換為電荷反饋到積分電容。每個時鐘周期，比較器產生一個位碼，經位線讀出。盡管所產生的位碼的不可預測，但是通過比特(bit)流的統計特性就可以反映模擬信號的幅度，即通過數字濾波器來完成bit流統計。

圖4 一階∑△ADC原理框圖Fig.4 Schematic diagram of one order ∑△ADC

提高∑△ADC信噪比的方法有:過采樣、噪聲整形和多位量化。一階一比特∑△ADC調制器的信噪比與過采樣率(OSR)的關系下:

SNRmax=30log(OSR)+2.61

(1)

可見，對于一階Σ△調制器，過采樣率的加倍能使動態范圍增加9dB，相當于分辨率增加約1.5bit。例如要實現轉換精度15bit的ADC，一階Σ△調制器需要的OSR約為950。在實際電路中，通常OSR不會超過512。在這種情況下，可以考慮用高階調制器或多位量化，高階調制器可以減小輸出頻譜中的諧波，但電路規模會隨之增大。

與調制器配合需要設計數字抽取濾波器，它將高速的一位數據流轉換成低速的數據流。數字濾波器完成的平均作用相當于頻域里的低通濾波一般需要實時、高速完成復雜的信號處理算法，所以面積較為龐大[3]。

美國Amain公司在2000年研制的640×480，27μm中心距數字化中波探測器樣品，其中的像素級ADC實現方式就是二階∑△ADC結構，ADC精度12.6bit，電荷處理能力70Me-。Amain公司將比較器部分放在像素外采用一列共用一個的方式以降低功耗[4]。

從圖3、4的電路工作原理框圖可以看出，單斜率ADC和過采樣ADC在進行AD轉換前都需要將積分信號采樣保持下來，那么在電荷處理量方面就受到一定的局限性，特別是隨著CMOS工藝線寬越來越小，且為了降低功耗會逐漸從5V工作電壓降低至3.3V、1.8V甚至更低，由此電荷處理量就會進一步減小，對于提升紅外探測器的動態范圍和信噪比是不利的。

3.3 脈沖頻率調制型ADC

目前，還有一種比較常見的電荷包計數型ADC應用于像素級數字化電路中[5]，這種結構的ADC處理信號的方式非常特別，如圖5所示。

圖5 脈沖頻率調制型ADC原理框圖和工作時序示意圖Fig.5 Schematic diagram and timing sequence of PFM ADC

它是將探測器的光電流信號轉換為與之成正比的脈沖個數信號，對脈沖個數進行計數，通過計數器輸出的數字碼來反映探測器光電流的大小。像素單元電路主要由積分電容Cint、比較器、反饋電路和計數器、鎖存器等組成。當光照射到探測器時，產生的光電流給積分電容放電，導致了Vint電位的下降，Vint和Vref通過比較器進行比較，當Vint電位低于Vref時，在比較器的輸出端產生一個脈沖送至計數器計數，同時經反饋電路將積分電容復位，使Vint的電位回到Vdd，開始下一個放電周期。計數脈沖的周期為:

其中，id為探測器的光電流。從工作波形圖可以看出，積分結束則轉換完成，在Tint積分周期內，產生了光電流到數碼的轉換。脈沖頻率調制型ADC電路原理簡單而且魯棒性較強，具有較寬的信號輸入動態范圍。最重要的是，通過多次復位機制可以以很小的積分電容實現超大電荷處理能力，這對提高探測器尤其是暗電流較大的長波探測器的探測靈敏度非常適合。同時，對電荷的多次累加復位可以很好的降低高頻噪聲，提高AD轉換信噪比。脈沖頻率調制型ADC的最大電荷處理量用公式(3)計算:

其中，q是單位電荷電量;n是ADC分辨率。假如Qmax的設計目標是2Ge-，取Vdd為1.8 V、Vref為1 V、AD轉換的位數是15 bit，則Cint的取值在12 fF左右即可實現。

法國sofradir和美國MIT Licoln Library都有將脈沖頻率型ADC即電荷包計數型ADC應用于紅外焦平面像素級數字化技術的相關報道[6-9]。法國sofradir(CEA-LETI)在2010年報道的具有像素級電荷包計數型 ADC的長波320×240，25 μm中心距數字化焦平面，能夠實現40 ms的積分時間，讀出電路最大電荷處理能力接近3Ge-，轉換分辨率15 bit，動態范圍(DR)為90 dB，NETD為2 mK，單個ADC的功耗僅0.9 μW。

圖6 法國研制的像素級ADC版圖(左) 和數字化探測器成像圖(右)Fig.6 The pixel ADC layout and digital detector IR scene of Sofradir

3.4 兩步轉換型ADC

PFM型ADC應用于紅外焦平面像素級數字化技術中，雖然在動態范圍、電荷處理能力等方面具有明顯的優勢，但隨著三代焦平面技術的快速發展，探測器陣列規模從320×256向640×512、1 K×1 K為主流，像元中心距目標直指10 μm以下，這種ADC結構同樣將面臨面積和功耗的問題。

兩步轉換型ADC(又稱Residual-counting)是在PFM型的基礎上開發的新型ADC結構，可以較好地解決面積和功耗的問題，同時仍然能夠保證較高的轉換精度以及大的電荷處理能力。

圖7 兩步轉換型ADC的原理框圖和工作波形圖Fig.7 Schematic diagram and timing sequence of residual-counting ADC

圖7是兩步轉換型ADC的原理框圖和工作波形圖，其中大部分電路與PFM型ADC類似，工作方式也相同，特別之處在于當積分周期結束的瞬間，電荷包計數器產生一個m位的數字量，同時積分電容Cint上會有一個殘余(residual)電壓Vref，將殘余電壓采樣保持下來后轉移至列級ADC，轉換生成n位數字量，與像素ADC轉換完成獲得的m位數字量組合構成分辨率為m+n位的AD轉換結果[10-11]。

Residual-counting方法可有效減輕高精度對像元面積的壓力，降低功耗，還仍可以保證較大的電荷處理能力，這樣既減小了KTC噪聲又獲得了較低的量化噪聲，提高轉換信噪比。文獻[12]中描述的通過這種方式可以將量化噪聲電子數從26000 -減小到200 e-，這在光電流非常小的應用中非常適合。

4 國外像素級數字化技術最新進展

目前對紅外焦平面像素級數字化技術研究最多的有法國sofradir、美國MIT以及土耳其、韓國、意大利的一些科研機構。他們都基于以上典型結構研制出了相應的產品或樣品，代表了此項技術的最新水平。

4.1 法國sofradir公司

法國sofradir公司聯合CEA-LETI基于PFM ADC在2010年研制出具有2 mK峰值探測靈敏度的320×240數字化焦平面樣品，具有15 bit并行數字輸出信號，測試最高信噪比為90 dB，單個ADC的功耗約0.9 μW。之后在2012年又基于Residual-counting結構研制了320×256，具有16 bit數字輸出的焦平面樣品，因為像素單元內僅設計了11 bit計數器，低5 bit采用列級flash ADC來完成，所以像素單元的功耗降低0.5 μW，峰值信噪比為88 dB，且仍然保證了3 Ge-的最大電荷處理能力[13]。圖8為這款讀出電路芯片的原理框圖和像素單元版圖布局，這兩款電路都是采用0.18 μm/1.8 V工藝實現的。

圖8 法國研制的兩步式數字化讀出電路原理 框圖和像素級ADC版圖Fig.8 Schematic diagram and pixel layout of residual-counting ADC of France

4.2 土耳其自然科學工程院

土耳其的自然科學工程院2015年報道了其研制的像素級數字化焦平面樣品及其測試結果[14]。所設計的像素級ADC是基于residual-counting結構，只是在殘余電壓的量化處理方式上與法國略有不同。用0.18 μm工藝制成的樣品陣列規格只有32×32，中心距30 μm，積分電容值為40 fF，AD轉換分辨率是14 bit粗分加11 bit精分共25 bit，可實現2.04 Ge-的電荷處理能力，單個ADC功耗僅有0.35 μW。圖9是該電路的像素級ADC版圖布局圖。

圖9 土耳其研制的兩步式像素級ADC版圖Fig.9 Pixel ADC layout of residual-counting of Turkey

在此基礎上，他們還研制了90×8數字化時間延遲積分(TDI)紅外焦平面樣品，遵循TDI讀出電路的工作原理，利用的則是像素級輸出的數字信號非常便于存儲、運算的優勢，從而用0.18 μm工藝實現了8元信號累加/平均后的16 bit輸出信號[15]。

4.3 MIT Licoln Library

美國林肯實驗室在2010年就研制出256×256規格，30 μm中心距的像素級數字化焦平面系列產品，采用的也是PFM型ADC，他們采用90 nm工藝實現30 μm中心距內的最高19 bit AD轉換，最低芯片功耗做到了30 mW。此外，他們還在讀出電路片上設計了背景減除、盲元替換、非均勻性修正等功能，可以說是智能化焦平面的代表。圖10是其讀出電路及像素級ADC結構原理示意圖。

隨著集成電路制造水平的不斷提高，MIT采用更小尺寸工藝研制出了更大規格、更小中心距且集成更多片上信號處理功能的智能化紅外焦平面產品。從相關報道中已可以看到640×480,20 μm中心距的像素級數字化(智能化)焦平面產品，其片上ADC分辨率從14 bit到21 bit，信號讀出速率可以達到串口32 Gbps。更新的產品上設計的計數器是雙向計數或高低位計數分別可控的，因此，片上信號處理的功能更加豐富，包括:圖像穩定、實時時間濾波和圖像鎖定放大等等。并且，他們規劃的未來的發展目標是采用小于32 nm工藝實現1280×720或4 K×4 K，中心距小于12 μm的像素級數字化焦平面產品[16]。

圖10 美國研制的計數型ADC原理框圖Fig.10 Schematic diagram of PFM ADC of America MIT

這種smart IRFPA集紅外探測器陣列、讀出電路、圖像信號處理為一體，在探測器單元中進行某些像元級數字化處理，能減小傳感器帶寬和要處理的數據吞吐量，是對于輸入/輸出瓶頸問題的解決辦法。有了這種技術就能減小IRFPA外部處理電路的尺寸、復雜性和費用，且數據處理更加可靠。

美國加利福尼亞州Santa Barbare研究中心(SBRC)在研制模仿視網膜的“靈巧”(smart)紅外焦平面(IRFPA)，SBRC是以碲鎘汞三層異質結結構為基礎的雙色探測器來構成smart IRFPA，它在焦平面陣列上完成自動目標識別、非均勻性修正等計算性很強的預處理。美國Amber工程有限公司模仿人的視網膜研制的神經形態IBPPA(NIF),是為美國未來先進的制導導引頭提供所需要的smart IRFPA。美國Martin Marietta公司研制的是雙色多量子阱探測器構成128×128元smart IRFPA。據報道，美國的“AIM-9X”(響尾蛇)就采用了非均勻性校正與探測器集成的smart IRFPA。

2014年6月，美國導彈防御局宣布授予BAE系統公司940萬美元的項目，設計和制造512×512雙色高速數字化焦平面陣列。美國導彈防御局希望BAE系統公司設計具有高分辨率、高幀速和先進數字處理能力的焦平面陣列，根據合同，BAE系統公司定于2017年1月完成開發工作。

5 結 論

從以上國外紅外焦平面像素級數字化技術最新進展情況看出，國外的紅外焦平面數字化技術發展迅速，尤其是美國MIT licoln library的片上圖像處理功能已經非常強大，達到智能化焦平面的水平。同時美國的許多大學也在做相關技術的研究。而國內的紅外焦平面數字化技術，不論從性能指標還是技術的創新能力方面，發展還是相對落后，需要更多的投入來縮小差距。