6～18 GHz帶狀線漸變結構3 dB耦合器的設計

薛 強 謝鴻全 夏祖學 蔡鐘斌

(1.西南科技大學理學院 四川綿陽 621010；2.西南科技大學信息工程學院 四川綿陽 621010； 3.四川中久防務科技有限公司 四川綿陽 621010 )

定向耦合器廣泛應用于幅度控制系統、平衡放大器、功率分配和合成器等許多微波器件和系統中，在這些微波器件及系統中，耦合器主要起信號監測、信號注入、功率分配、合成等作用[1-3]。特別隨著這些器件及系統的寬頻帶化，對定向耦合器的工作帶寬提出了更高的要求。根據不同結構，定向耦合器有微帶線耦合器、帶狀線耦合器、同軸耦合器和波導耦合器等結構，同軸型定向耦合器一般用于大功率電路均衡，波導型定向耦合器一般用于頻率高端，微帶線和帶狀線結構定向耦合器和其他結構相比，具有體積小、重量輕、方便與固態電路集成等優點[4-6]。

目前，在1～18 GHz頻段以內，常用到的耦合器結構一般是微帶線和帶狀線結構。在傳統的微帶線和帶狀線結構中，為擴展定向耦合器的工作帶寬，多節耦合線定向耦合器是一直被使用的結構，但多節定向耦合器存在的一個問題就是不同節數相銜接處的不連續所帶來的寄生參數會惡化耦合器的性能，特別是在頻率大于X波段時，仿真設計的定向耦合器會與理論計算的耦合器在高頻處產生很大差別[7-9]。

目前雖然有相關文獻對多節定向耦合器進行報道，但受限于高頻寄生參數的影響，其工作頻率更多是小于X波段，且耦合度為弱耦合度，相對于工作頻率到18 GHz且耦合度為3 dB的強耦合度耦合器報道較少[10-15]，本文通過采用添加補償枝節的漸變結構定向耦合器來改善這一問題，最終設計出一款性能優良的6～18 GHz帶狀線漸變結構3 dB定向耦合器，該3 dB耦合器具有帶內插損小、隔離度高、尺寸小、易與其他器件相連接等特點，在項目中實際應用效果良好。

1 漸變結構定向耦合器的設計

圖1所示為連續對稱定向耦合器結構，此定向耦合器端口1,2和端口3,4關于縱向對稱軸對稱，端口1,4和端口2,3關于橫向對稱軸對稱。由于對稱性，對稱定向耦合器的設計可以等效為阻抗變換器的設計，利用阻抗變換器的設計理論可以得到傳輸線的偶模阻抗，然后利用偶模阻抗與奇模阻抗的關系，可以得到偶模值相對應的奇模值，從而得到定向耦合器的整個阻抗參數值。

由漸變結構定向耦合器綜合過程[9]可以看出只有當定向耦合器的長度是無限長時，所得到的耦合器耦合曲線為理想的等紋波形式，而當定向耦合器長度不為無限長時，由吉布斯現象理論可知，耦合曲線將在端點處出現吉布斯現象，為消除此吉布斯現象，可以加入合適的權重因子，從而使耦合器在一定帶寬內實現等紋波形式。

圖1 漸變線定向耦合器的電路結構Fig.1 The circuit structure of the gradient line directional coupler

為了求出這一權重因子，Tresselt，DuHamel和Armstrong利用多節定向耦合器設計表格中的數據得到權重因子[9]。這種設計方式依賴于設計表格，只能設計表格中存在的特定節數、特定耦合度的定向耦合器。

另一種獲取權重因子的方法是基于金輝最小二乘法方法[11]。如圖2所示的門函數，將其在[0,π]范圍內級數展開后得到(1)式：

(1)

同樣引入權重因子，構造新函數為

(2)

圖2 函數值等于耦合曲線的門函數Fig.2 The gate function whose value is equal to the coupling curve

金輝最小二乘法的思想是：如果以式(2)為被優化的目標函數，將權重因子作為優化變量，通過迭代的方法得到合適的權重因子，以尋找一條曲線與式(2)的目標函數曲線相吻合，則可實現最小二乘法對權重因子的獲得，此方法將權重因子獲取問題轉化為利用優化的方法獲得目標函數最小值問題[11]。

1.1 帶狀線漸變3 dB耦合器參數設計

定向耦合器的設計指標：工作頻率為6～18 GHz；耦合度為3 dB±1 dB，整個頻段內最大插損<1 dB；各端口匹配度>15 dB，隔離度>15 dB，相位不平衡度<10°。

設計漸變結構定向耦合器的關鍵是獲得合適的權重因子，以消除吉布斯現象。查找多節對稱定向耦合器的設計表格可以知道，當3節耦合器在工作帶寬比為3.182 17時，其耦合紋波小于0.2 dB，對應第一節和第二節的歸一化歐模阻抗值為：Z1o=1.086 44，Z2o=1.748 64，所以取漸變線耦合器節數N=3。同時取耦合器耦合度C=-8.34 dB，板材介電常數εr=2.2，中心頻率f0=12 GHz。利用金輝最小二乘法理論獲得的權重因子為X1=0.923 1，X2=0.366 1,利用查表法反計算獲得的權重因子為X1=0.976 4，X2=0.510 3，雖然兩種方法獲得的權重因子略有別，但都能滿足設計要求，由于本文未對最小二乘理論取得的權重因子繼續進行取最優值，所以本次設計采用第二種方法得到的權重因子作為后續計算的輸入值。將傳輸線均勻等分為20小份，最終計算獲得的傳輸線阻抗參數、線寬、偏移、CAD縱坐標見表1。

表1 6～18GHz漸變線耦合器設計參數Table 1 Design parameters of 6-18 GHz gradient line coupler

1.2 帶狀線漸變3 dB定向耦合器枝節補償

權重因子修正后的定向耦合器，其仿真結果往往并不能取得預期的設計效果，特別是在頻率高于X波段時，耦合紋波以及回波損耗與理論具有較大偏差，為此本文采用添加補償枝節的方式，不斷修改補償枝節長度和數量進行頻率高端修正，這種方式不受限于獲得權重因子的兩種方式，只需要初略的權重因子值即可。

第二節與第一節相鄰銜接地方的不連續性對高頻時耦合器性能影響更大，為此本文在8個中心枝節上各加入6支補償枝節，總共加入48只補償枝節，其中每節枝節的寬度為0.1 mm，每個枝節間隔距離為0.379 mm，以枝節長度為優化變量，利用全波仿真軟件HFSS軟件進行仿真優化，不同枝節長度下的S21和S41參數如圖3所示，不同長度下的S11參數如圖4所示。

圖3 不同l1下S21, S41參數圖Fig.3 Parameter map of S21, S41 in different l1

圖4 不同l1下S11參數圖Fig.4 Parameter map of S11 in different l1

從圖3可以看出，隨著補償枝節的增加，耦合器S21,S41曲線在相互靠近，特別是在高頻時耦合器的耦合紋波在逐漸減小，高頻特性得到很大改善；從圖4可以看出，隨著補償枝節的增加，耦合器S11曲線在頻率小于15 GHz時得到改善，但當頻率大于15 GHz時S11曲線反而在逐漸惡化，雖然惡化程度很小，因此在選取第1枝節長度時應同時兼顧S21,S41參數和S11參數，補償枝節長度選取不能太短也不能選取太長。以此選取方法，最終確定1-4號枝節長度為0.7 mm,5-6號枝節長度為0.5 mm，其中以最中心處枝節編號為1，到最兩邊枝節編號逐漸遞增，整個耦合器模型如圖5所示。

圖5 帶狀線漸變3 dB定向耦合器HFSS仿真圖Fig.5 Simulation structure of the 3 dB stripline directional coupler

2 測試結果

最終帶狀線漸變結構3 dB定向耦合器實物如圖6所示，仿真與實測的S參數比較如圖7和圖8所示。從圖中可以看出設計的帶狀線漸變3 dB定向耦合器仿真最大插損小于0.3 dB，耦合器紋波小于0.8 dB，4個端口匹配度和隔離度大于20 dB，相位差小于2°，實測中耦合器為3層帶狀線結構，其中上層和下層為0.787 mm厚的Rogers5880介質板，中層為0.254 mm厚的Rogers5880介質板，3層板之間通過腔體進行直接壓接，最終3 dB耦合器實物大小27 mm×23 mm×5 mm，利用矢量網絡分析儀Agilent N5245A對加工的帶狀線漸變3 dB耦合器進行測試，對比仿真曲線，仿真與實測的S參數吻

圖6 帶狀線漸變結構3 dB耦合器實物圖Fig.6 Photography of the 3 dB stripline coupler

圖7 耦合器仿真及實測直通和耦合度參數比較Fig.7 Comparison of simulated and measured S21, S41 parameters of the coupler

圖8 耦合器仿真及實測端口匹配和隔離度參數比較Fig.8 Comparison of simulated and measured S11, S31 parameters of the coupler

合較好，實測數據和仿真數據耦合度曲線基本吻合，而直通曲線小0.4 dB，相應實測插損為0.7 dB，耦合器最大相位差為7°，端口匹配度大于15 dB，端口隔離度大于18 dB。實測插損比理論約大0.4 dB，這與SMA接頭焊接處錫的多少以及導帶表面粗糙度等因素有關。

本文工作與相關文獻比較如表2所示，文獻[2-3]和文獻[12-13]為耦合度大于10 dB的弱耦合器，文獻[10-11]和文獻[14-15]以及本文都為工作頻率相近，且耦合度為3 dB的強耦合器結構。其中文獻[10]只進行了仿真設計并未進行加工測試，其仿真回波損耗和隔離度大于15 dB，而本文仿真回波損耗和隔離度均大于20 dB；文獻[11]其實測耦合度為3.7 dB±0.5 dB，回波損耗和隔離度大于10.5 dB，而本文實測耦合度為3.7 dB±0.6 dB，回波損耗和隔離度均大于15 dB，從表2可見，本文所設計的耦合器不論仿真測試還是實物測試，所測的回波損耗和隔離度均優于文獻[10-11]；文獻[14-15]分別為Pasternack公司和Narda公司研制的3 dB電橋結構，本文與其相比可見，本文耦合器各項指標與文獻[15]中指標基本相當，在插損上遠優于文獻[14]插損值。不同于文獻[11]中的帶狀線接口以及文獻[14-15]中的SMA接頭，本文所設計的耦合器4個輸出端口都采用微帶線接口，具有更易與其他器件進行直接相連接的優點。

表2 與其它基于帶狀線定向耦合器比較Table 2 Comparison between this work and previous work

3 結束語

本文從帶狀線漸變3 dB耦合器的基本原理出發，利用matlab對耦合器進行初始值綜合設計，通過加入補償枝節以解決高頻時耦合器性能下降問題，并利用HFSS進行建模優化，最終實物測試與仿真設計結果基本吻合。該3 dB耦合器具有帶內插損小、隔離度高、尺寸小、易與其他器件相連接等特點，在項目中實際應用效果良好。