非對稱高回退寬帶Doherty功率放大器實驗研究

劉國華, 程知群, 李江舟, 張 明

(杭州電子科技大學 電子信息學院, 浙江 杭州 310018)

上世紀30年代提出的Doherty技術[1]具有結構簡潔和回退效率高[2]的特性,在采用復雜調制技術和高峰均比信號傳輸的現代無線通信系統中獲得廣泛應用[3]。但是，Doherty功率放大器(以下簡稱功放)的相對帶寬會受到有源器件輸出電容[4-5]和輸出匹配網絡中阻抗變換器[6-7]的限制,這對Doherty功放的性能帶來很大的影響。文獻[8]提出了一種寬帶Doherty架構,應用GaN器件設計了一款適合移動通信的雙頻段功放,最大帶寬為400 MHz。在綜合考慮了對Doherty功放帶寬限制的諸多因素之后,本文設計了一款基于非對稱式結構的高回退寬帶Doherty功放。該功率放大器相對帶寬拓展到600 MHz,在1.6～2.2 GHz頻率范圍內功率回退6 dB和9 dB的效率分別大于42%和36.5%。

1 原理分析與仿真

1.1 傳統Doherty功放的理論分析

傳統的Doherty功放基本結構見圖1。該結構由主輔功放支路和負載調制網絡組成,主輔功放支路由輸入匹配網絡、晶體管和輸出匹配網絡3個部分構成。主功放晶體管偏置在AB類狀態,輔助功放偏置在C類狀態。圖1中虛線框內是Doherty功放的負載調制網絡結構。主要包括兩條阻抗值分別為ZT和ZL的λ/4阻抗變換線。

圖1 Doherty功放的基本結構

晶體管漏極電流直流分量及各次諧波分量與導通角的關系如圖2所示。在只考慮基波且輸入信號等分的情況下,飽和時主輔晶體管會同時獲得相同的輸出電壓,但由于主功放晶體管工作在AB類而輔助功放工作在C類,主功放的電流則高于輔助功放的電流,使得主功放支路的飽和輸出功率高于輔助功放的飽和輸出功率,導致整個Doherty功放的飽和輸出功率低于預計值,在飽和輸出功率回退6 dB之后的較低功率點,其回退效率也會大幅度降低[9]。

1.2 非對稱Doherty功放結構分析

非對稱Doherty功放結構可以提高輸出功率和回退效率[10]。通過以上分析,在輸入信號等分且Doherty功

圖2 晶體管漏極電流與導通角關系

放處于飽和工作狀態下,只有主功放輸出電流,此時主功放的輸出端阻抗為Z0/δ(δ為輸出功率回退量,Z0=50 Ω)。為了彌補輔助功放輸出電流低的缺陷,將主輔功放輸入功率比設為1∶2,即δ=1/3。可以得出在輸出功率回退9 dB時主功放支路的輸出端阻抗為3Z0(150 Ω)。

設計的非對稱式Doherty功放結構見圖3。輸入端的非對稱功分器功分比是1∶2,這將在一定程度上彌補主功放電流與輔助功放電流不平衡的缺陷。主功放輸入匹配網絡端之前接有一段阻抗值為50 Ω的λ/4相位補償線,其作用主要是保證主輔兩路功放的相位一致,最大程度地減小功率損失。本設計對Doherty功放的負載調制網絡結構作了如下兩點改進。

圖3 非對稱式高回退寬帶Doherty功放結構

(1) 通過減小λ/4傳輸線的阻抗變換比來增加帶寬。λ/4傳輸線的阻抗變換關系和工作帶寬的表達式[11]為

(1)

其中,ZT是λ/4傳輸線的特征阻抗,ZL和Z0分別是傳輸線2個端口的阻抗值,Δf/f0是λ/4線的相對帶寬,Γm為最大反射系數。

分析表明,Z0和ZL值越接近,則相對帶寬越寬。圖1中一般非對稱Doherty功放結構中ZT和ZL的阻抗值分別為50 Ω和28.9 Ω,在低功率輸入工作狀態下,Doherty功放只有主功放導通,此時主功放的輸出端阻抗3Z0(150 Ω)由負載調制網絡中的ZT=50 Ω阻抗變換線調制到16.7 Ω,阻抗變換比為9(150 Ω/16.7 Ω)。改進后的負載調制網絡中有3段λ/4阻抗變換線,即T1、T2和T3,根據公式(1)和短路開路變換規律,計算出的阻抗值如圖3中所示。采取同樣的分析方法可以得到在低功率情況下,阻抗從3Z0(150 Ω)變換到50 Ω,其阻抗比為3(150 Ω/50 Ω)。根據公式(1)可知,較小的阻抗變換比增加了相對帶寬。

(2) 通過增加兩段短路微帶線抑制阻抗漂移。傳統Doherty功放的負載調制網絡,在功率回退點處,主功放的輸出阻抗ZC計算如下：

(2)

(3)

(4)

可以看出,當工作頻率偏移中心頻率時, Re[ZC]將在最佳阻抗值上發生漂移,這會影響Doherty功放的效率。

為抑制阻抗隨頻率的漂移,本文在圖3中的A、B兩點各增加一段阻抗值為ZSC的λ/4短路微帶線T4和T5。分析表明,不同的ZSC值下Doherty功放將表現出不同的寬帶特性。類似于前文分析可得到：

(5)

(6)

此時,Re[ZC,N]=Re[ZC]·ξ,其中

(7)

經分析,當工作頻率偏離中心頻率時,ξ>1,即該方案可以有效抑制負載調制網絡阻抗隨頻率的衰減。根據上述分析,在ADS(仿真軟件)中驗證了傳統Doherty功放結構和ZSC分別為35、50、100 Ω 3種不同阻抗下的寬帶特性,在飽和與回退輸出功率下的寬帶特性如圖4和圖5所示。可以看出,與傳統結構相比,本方案主輔輸出阻抗在較寬頻帶內擁有波動更為平滑的實部和虛部,而且偏移最佳阻抗值較小。表明該設計在帶寬增強方面具有一定的潛力。經過測試和實驗驗證,最終確定阻抗值ZSC=50 Ω。

圖4 飽和輸出功率下主輔功放的阻抗響應帶寬

圖5 回退輸出功率下主功放的阻抗響應帶寬比較

2 非對稱式高回退寬帶Doherty功放設計

為驗證該設計方案的正確性,使用Cree公司的CGH40010F和CGH40025F兩種晶體管,采用Rogers 4350B板材,介電常數為3.66,板厚0.762 mm,覆銅層厚度為35 μm。其中主放大器使用CGH40010F晶體管,輔助放大器使用CGH40025F晶體管,主輔放大器柵極偏置電壓分別設為AB類和C類工作狀態的-2.7 V和-5.5 V,漏極偏置電壓分別為28 V和32 V。為了增加功放的相對工作帶寬,晶體管輸入輸出阻抗匹配網絡均采用寬帶匹配技術[12]。

圖6為設計的非對稱高回退寬帶Doherty功放的實物照片。圖7和圖8分別為設計功放在飽和點、6 dB

圖6 非對稱式高回退寬帶Doherty功放實物照片

圖7 設計功放在飽和功率處的仿真測試結果

圖8 在6 dB和9 dB回退功率處的仿真測試結果

和9 dB回退點處的輸出功率、漏極效率和增益的仿真測試結果。從圖中可以看出,所設計的Doherty功放實測飽和輸出功率在43.5～45.0 dBm之間,與仿真結果一致。飽和漏極效率整個頻帶內在56%～70%之間波動,輸出功率回退6 dB后漏極效率均大于42%,而且輸出功率回退9 dB后漏極效率也能保持在36.5%～46.5%之間。該Doherty功放在峰均比為8 dB和5 MHz帶寬的單載波 WCMDA 測試信號條件下,中心頻率為1.9 GHz處的相鄰信道功率比(ACPR)線性結果如圖9所示。

圖9 單載波WCMDA測試信號條件下f0=1.9 GHz處的ACPR結果

圖10給出了同等測試條件下整體頻帶內Doherty功放的ACPR測試結果。可以看出,未使用線性化技術所測得的ACPR值低于-25 dBc,若使用數字預失真(digital pre-distortion, DPD)等線性化技術,ACPR值將低于-40 dBc。

本設計測試結果與近幾年發表的相關國內外研究成果比較見表1。從表1中可以看出,相比較文獻[6,7,9],本設計提供了更高的輸出功率回退點,能達到回退9 dB的目的。和同樣回退點的文獻[7]相比,本設計的工作帶寬較寬,且飽和漏極效率更高。

圖10 單載波WCMDA測試信號條件下ACPR結果

設計方法工作帶寬/GHz飽和輸出功率/dBm飽和效率/%回退效率/%文獻[6]1.80～2.3041.0～45.063.0～74.050.0～54.0@7.6 dB文獻[7]1.85～2.0544.050.0～55.0≥40.0@9 dB文獻[9]2.14～2.6643.057.0～84.039.0～67.0@6 dB本文1.60～2.2043.5～45.056.0～70.036.5～46.5@9 dB

3 結語

針對傳統Doherty功放工作帶寬受限與高回退時效率較低的問題,本文通過在負載調制網絡中采用減少λ/4微帶線阻抗變換比和增加兩段短路微帶線的方式,改進設計了一款非對稱寬帶Doherty功放,最終實現了高回退和寬帶寬特性。實驗結果表明：該功放綜合指標優于其他同類功放,驗證了本設計方案的正確性和有效性。該設計方法應用于教學,可指導學生學習與掌握負載牽引、傳輸線、阻抗匹配、功分器等設計流程和射頻功率電路測試方法。