脈沖調頻式飛機電壓調節器設計研究

盧建華 ，郝凱敏 ，馬 晨 ，李 運

（1.海軍航空大學 航空基礎學院，煙臺 264001；2.91362部隊，舟山 316200；3.海軍駐貴陽地區軍事代表室辦事處航空總體辦公室，貴陽 561000）

飛機電源品質關系著飛機上用電設備的安全與性能的發揮，隨著飛機的更新以及機載用電設備的換代，機載用電設備對供電品質提出了更高的要求。為了提供高品質的工作電源，一般通過電壓調節器來調節激磁機的激磁電流從而實現對發電機輸出電壓的調節。而集成電路由于具有體積小，誤差小，調節時間快等優點，集成化、智能化的電壓調節器成為飛機發電機電壓調節器的發展趨勢。

1 晶體管電壓調節器的基本原理

晶體管電壓調節器是以大功率晶體管為基礎，將激磁繞組與大功率晶體管串接，通過控制晶體管的導通比，實現對激磁繞組中激磁電流的控制，最終實現對發電機電壓的調節。其等效電路如圖1所示。

設導通時通過晶體管電流為ion，截止時通過晶體管電流為ioff，根據晶體管導通與截止期間電壓平衡方程可以得到ion、ioff的表達式。從而可以得出一個周期內激磁電流Ijj的平均值：

圖1 晶體管電壓調節器原理圖Fig.1 Schematic diagram of transistor voltage regulator

式中：t1為晶體管導通時間；t2為晶體管截止時間；σ為控制晶體管脈沖波的導通比。

由式（1）、式（2）可以得出，通過激磁電流 Ijj與導通時間或導通頻率成正比。因此控制激磁電流的方法有兩種，第一種方法是保持導通頻率不變，改變導通時間，即脈沖調寬式電壓調節[1]；第二種方法是保持導通時間不變，改變導通頻率，即脈沖調頻式電壓調節。設計中采用第二種方法，即脈沖調頻式來調節電壓。

2 總體方案設計

基于集成電路脈沖調頻式電壓調節器總體方案[2]如圖2所示。其由電壓敏感電路、壓頻轉換電路、功率放大電路組成。

圖2 脈沖調頻式電壓調節器總體方案Fig.2 General scheme diagram of Pulse FM voltage regulator

圖中UF為交流發電機輸出電壓；Uav為三相電壓敏感電路輸出的平均電壓；f為壓頻轉換電路輸出方波的頻率；Wjj為交流發電機勵磁機的激磁線圈。

總體方案設計思路：電壓敏感電路通過敏感發電機輸出電壓UF，輸出一個與發電機電壓UF平均值成正比的電壓信號Uav，該電壓信號輸入到壓頻轉換電路中產生頻率與電壓敏感電路電壓Uav成正比的方波信號，該方波信號輸入到功率放大電路中，產生電流值與方波頻率成反比例系數的激磁電流。當發電機電壓隨外界因素而電壓升高時，經過脈沖調頻式電壓調節器，產生頻率較高的方波，經過功率放大電路，產生電流值較小的激磁電流，使得發電機電壓降低；而當發電機電壓隨外界因素而電壓降低時，經過脈沖調頻式電壓調節器，產生頻率較低的方波，經過功率放大電路，產生電流值較大的激磁電流，從而使得發電機輸出電壓升高。

3 詳細電路設計

3.1 電壓敏感電路設計

電壓敏感電路是調壓器實現調壓的基礎。飛機上常采用平均相電壓敏感電路或最高相電壓敏感電路。為了克服以往平均相電壓敏感電路無法避免短路相影響以及最高相電壓敏感電路無法監測最高相以外兩相相電壓的缺點，設計中提出一種改進型的平均相電壓電壓敏感電路。

設計中電壓敏感電路采用基于AD536的有效值轉換電路來檢測每一相的相電壓，再將三相電壓的電壓測量值取平均值，實現檢測發電機輸出電壓的功能。需要指出的是，經過變壓電路以及有效值轉換電路得到的輸出電壓變化范圍很小，僅為（n2ΔUF）/n1，過小的電壓增益不利于系統的動態響應，因此在有效值電路后級加入倍壓電路。綜合考慮后級壓頻轉換電路對輸入電壓的要求，在倍壓電路之前加一級減法電路。鑒于飛機發電機三相電壓基本對稱，因此倍壓電路接在加法電路與壓頻轉換電路之間最為恰當。

其中，每一相的電壓敏感電路由變壓電路、有效值轉換電路、減法電路組成。圖3所示的電路是用來檢測飛機發電機輸出三相電壓中某一相電壓的電路。

為了將強電與弱電分離，在發電機輸出端與有效值轉換電路之間接入合適的變壓器，使變壓后的電壓適合后級有效值轉換電路輸入電壓要求。由于飛機發電機輸出電壓變化范圍不超過±10%[3]，且AD536最大輸入電壓為7 Vrms[4]，故設置變壓器電壓比為21∶1。此時，理論上，有效值轉換電路輸出電壓范圍為4.9 V～6 V，變化范圍為1.09 V，因此減法電路可以設計為減去4 V。單相電壓檢測電路如圖3所示。經減法電路輸出電壓有效值理論上為

式中：n1為變壓器原邊繞組匝數；n2為變壓器副邊繞組匝數。

需要指出的是，平均相電壓敏感電路[1]（三相全波整流方式）輸出電壓為

圖3 單相電壓敏感電路Fig.3 Single-phase voltage-sensitive circuit

如果發電機某相（以A相短路為例）短路，會造成Uav的輸出值降低，通過電壓調節器的反饋作用，使得其余相（B、C相）電壓升高。從而對機載用電設備造成不可逆的損害。

設計中對這種電壓測量方式做出一點改進，在每一相的電壓敏感電路和加法電路之間加入控制開關，使得當某相短路時（A相短路為例），其對應的2個開關（S3、S4）自動斷開，使得電壓調節器可以迅速切斷該短路相的影響，最終使得發電機輸出正常的激磁電流。由于篇幅關系，在此不給出短路開關具體控制方案，只給出控制邏輯關系，三相電壓敏感電路如圖4所示。

圖4 三相電壓敏感電路Fig.4 Three-phase voltage sensitive circuit

根據電壓傳遞關系，可以得出加法電路輸出電壓的表達式：

根據式（5），當三相電壓都正常時，電壓輸出為（Uao+Ubo+Uco）/3；當某一相短路時，例如 A 相短路，開關 S3、S4斷開，R20、R24不接入電路，有：

由式（6）可以得出，當A相短路時，三相電壓敏感電路輸出電壓不受短路相A相的影響。同樣的，當有兩相短路時，可以通過式（5）得出，三相電壓敏感電路輸出電壓僅為正常相電壓相關。

在加法電路之后加入倍壓電路，根據后級壓頻轉換電路輸入電壓要求以及功率放大電路對于輸入頻率的要求，設置倍壓電路的倍數為4倍。當A、B、C三相電都正常時，三相電壓敏感電路輸出電壓為

3.2 壓頻轉換電路設計

壓頻轉換電路是調頻式電壓調節器的核心所在。設計中壓頻轉換電路由LM324構建的差分積分電路組成以及由555定時器搭建的脈沖發生電路組成。所設計的壓頻轉換電路如圖5所示。

圖5 壓頻轉換電路Fig.5 Voltage-frequency conversion circuit

555定時器工作在單穩態觸狀態時，其輸出由THR端和TRI端控制。當THR端輸入電壓大于2/3 VCC時，555定時器輸出低電平，當THR端輸入電壓小于2/3 VCC且TRI端輸入電壓小于1/3 VCC時，555輸出高電平。

555定時器從啟動到正常工作包含兩個階段，第一階段為初始狀態階段，第二階段為穩定狀態階段，這兩個階段電壓波形如圖6所示。

圖6 555定時器工作階段Fig.6 555 timer work phase

初始階段：Utri、Uthr均為低電平，555 定時器輸出高電平 Uoh，555 定時器 TRI端經過 R36，C16組成的積分電路充電，從Utri=0 V逐漸上升，通過設計R37，C14參數，使得當 Utri＞1/3 VCC 時，Uthr＜2/3 VCC，那么555定時器將輸出保持為高電平 Uoh，C17，C16，C14得以繼續充電。當C14繼續充電使得Uthr＞2/3 VCC時，555輸出為低電平Uol。此時，C14將通過555定時器內部器件迅速放電，直至為零，即Uthr=0 V＜2/3 VCC。C17，C16經電阻 R38，R36放電，直到 Utri＜1/3 VCC，初始狀態階段結束，555定時器轉到穩定狀態階段。

穩定階段：上面分析到Utri＜1/3 VCC，Uthr=0 V＜2/3 VCC，555定時器輸出為高電平Uoh，此時，C14從Uthr=0 V 開始充電，C17，C16從 Utri=1/3 VCC 開始充電，在Uthr充電到2/3 VCC過程中，555定時器保持輸出為高電平。 C17，C14，C16繼續充電，當 C14上的電壓大于2/3 VCC時，555定時器輸出變為低電平，C14迅速通過555定時器內部器件放電至0 V，同時C17，C16通過 R38，R36放電， 當放電使得 Utri＜1/3 VCC時，由于此時Uthr=0 V＜2/3 VCC，555定時器輸出變為高電平。至此，完成了555定時器穩定狀態下的第一個工作周期[5]。

555定時器工作狀態穩定后，THR端充電時間t1=1.1R37C14，經過分析可以得出，TRI端放電時間與輸入電壓Uav及R35C15有關。在設計中為了方便參數的確定，令τ＝R38C17=R37C14=R35C15。在確定了 τ的參數后，555定時器輸出頻率只與輸入電壓Uav成函數關系。

對圖5所示電路進行仿真，設置A、B通道輸入電壓分別為3.6V和7.2V，利用Multisim軟件進行仿真，得到仿真波形如圖7所示。其中A通道方波輸出頻率為 1.198 kHz，B通道輸出方波頻率為2.396kHz。由圖7，可以得出，壓頻轉換電路輸出方波頻率與輸入電壓成線性關系。

圖7 壓頻轉換電路仿真驗證Fig.7 Simulation verification of voltage-frequency conversion circuit

3.3 功率放大電路的設計

功率放大電路是電壓調節器的最后一級，其作用是給激磁繞組提供大小合適的電流[6]。由于設計需要，功率放大電路的激磁電流與輸入方波頻率成反比。因此，功率放大電路由3只大功率晶體管組成。功率放大電路如圖8所示。

圖8 功率放大電路Fig.8 Power amplifier circuit

功率放大電路由脈沖發生電路驅動，經過三極管Q1產生反相的方波，再經過達林頓連接的Q2、Q3從而控制激磁電流。其中L2為激磁機的等效電感，R40為激磁機等效電阻，D2為保護電路而設計的續流二極管。

在大功率開關管作用下，由于激磁繞組中電感的存在，使得激磁電流按照指數規律變化。通過查閱相關資料[6]，R40=1 Ω，L2=0.02 H。 開關管導通時，激磁電流按照指數增長，但其在增長到最大值之前就因為開關管截止而呈指數下降，同樣地，在開關管截止時，激磁電流按指數衰減，且激磁電流在其未下降到最低時就開始呈指數增長。因此，激磁電流是一個脈動的周期電流。

根據式（1），一個周期內激磁電流平均值為

其中σ為Q2的導通比，根據圖8所示電路可知，Q2與Q1的導通比存在以下關系：

Q1的導通比 σQ1為

聯立式（1）、式（9）、式（10）可以得出：

從公式可以看出激磁電流與振蕩電路的頻率f成反比例系數的一次函數。在壓頻轉換電路結尾處我們得到了555定時器輸出頻率只與輸入電壓Uav成一定的函數關系，因此激磁電流與壓頻轉換電路的輸入電壓成一定的函數關系。對以上所設計的壓頻轉換電路及功率放大電路部分進行交聯仿真，統計仿真數據得到表1，根據表1繪得如圖9的輸入輸出曲線。

表1 輸入電壓與輸出電流關系Tab.1 Relation table of input voltage and output current

圖9 輸入電壓與輸出電流關系Fig.9 Relationship between input voltage and output current

由曲線可以看出，激磁電流與輸入電壓關系曲線斜率為負。且決定系數為0.9989，說明激磁電流與輸入電壓成線性關系。

4 系統集成與驗證

將三相電壓敏感電路、壓頻轉換電路、功率放大電路集成，可以得到基于集成電路的脈沖調頻式電壓調節器的總體電路如圖10所示。

需要指出的是，為了防止系統啟動時三相電壓敏感電路輸出負相電壓值，在三相電壓敏感電路與壓頻轉換電路之間加入二極管D1，使得輸入到壓頻轉換電路中的電壓值恒為正值。

對所設計的脈沖調頻式電壓調節器進行驗證：當發電機工作在額定狀態時，飛機發電機發出三相對稱的115 V/400 Hz交流電，經過三相電壓敏感電路輸出U0=5.9 V直流電，該電壓信號輸入到由LM324以及555定時器組成的壓頻轉換電路，輸出頻率f0=1.89 kHz的方波，再經過功率放大電路，輸出Ijj0=12.49 A的激磁電流；當飛機發電機的轉速增大或者負載減小時，發電機輸出的A、B、C三相電壓相應升高，經過三相電壓敏感電路處理，輸出一個高于參考電壓U0的電壓值，經過壓頻轉換電路，由于壓頻轉換電路輸出頻率與輸入電壓成正比，因此輸出頻率高于設定頻率f0的方波，該方波信號經過由Q1、Q2、Q3組成的成負比例系數的功率放大電路使得交流激磁機輸出小于設定電流值Ijj0的激磁電流Ijj。由于發電機的激磁電流Ij與交流激磁機Ijj成正比，因此當Ijj減小時，Ij減小，發電機輸出電壓降低，實現了電壓調節功能。反之亦然。

圖10 脈沖調頻式電壓調節器集成電路Fig.10 Pulse FM type voltage regulator integrated circuit

5 結語

本文所設計的電壓調節器具有以下特點：①壓頻轉換電路[7]是由555定時器實現的，并不依賴于發電機整流后的三角波，因此本設計方案可以用于調節直流發電機；②采用常用芯片，造價低，可靠性高；③基于集成電路的脈沖調頻式電壓調節器，具有模塊化，小型化，集成化的特點，便于設備維護、安裝。具有一定的經濟和軍事意義。該研究成果對于航空實踐有一定的指導借鑒作用。