UPS逆變電源PR調節控制

張裊娜, 牛文靜

(長春工業大學 電氣與電子工程學院， 吉林 長春 130012)

0 引 言

隨著電子科技的高速發展，各種各樣的非線性用電設備給電網造成了嚴重污染，導致市電供電的不穩定性。而在醫療、通訊、金融等行業對供電質量具有較高的要求，因此，不間斷電源(Uninterruptible Power Supply, UPS)應運而生。近幾十年，數字控制技術的高速發展使得UPS的控制方式逐漸由模擬控制演變為數字控制[1]。如今UPS的數字控制普遍通過數字信號處理器(Digital Signal Processor， DSP)來實現，達到UPS的故障檢測、實時通訊和智能化控制等目的；其未來發展趨勢是全數字化、高頻小型化、并機冗余技術、綠色化和智能化。一般UPS系統由整流、蓄電池、逆變、靜態旁路開關組成，而整流和逆變是UPS的關鍵部分[2]。其輸入電流功率因數、輸出設備電壓波形質量、帶非線性負載能力及抗干擾能力將直接決定UPS的整體性能。如何使UPS逆變器在各種干擾下仍可以輸出幅值與頻率均穩定的正弦電壓對于UPS在工業上的應用具有十分重要的意義，同時在某種程度上起到凈化電網的作用。Jiang S等[3]提出一種同步幀重復控制實現對諧波的抑制；Perez-Ladron G等[4]利用無源性控制降低總諧波畸變率(Total Harmonic Distortion， THD)；Mazloum N等[5]采用滑模實現對電流環的控制，從而提高系統動態響應。馬駿杰等[6]通過增加一個過零判斷控制器降低了重復控制對UPS輸出電壓的影響；王歸新等[7]通過設計的Detal控制器有效提高了UPS系統的抗干擾能力。文中以在線式UPS為例，通過設計合適的LC濾波器和PR調節器降低系統的總諧波畸變率，提高系統動態響應速度及其帶負載能力。

1 UPS逆變系統工作原理

UPS逆變系統的拓撲結構如圖1所示。

圖1 UPS逆變系統拓撲結構

在三相逆變系統中，為了避免出現同一橋臂的兩個開關管直通的情況，在兩個開關管導通轉換時間中設置一個死區，加上采樣時刻誤差的影響，會導致諧波分布更加復雜。文中采用的是正弦脈沖寬度調制[8]技術，已知調制波頻率fc=50 Hz，載波頻率fk就是SPWM的脈寬頻率。脈沖寬度與m成正比，因此調制比m決定了逆變器輸出正弦電壓的幅值，綜合考慮到THD、開關電源頻率、開關特性等因素，m取值為0.8。

UPS逆變系統的控制結構如圖2所示。

圖2 UPS逆變系統控制結構

系統采用電壓、電流雙閉環控制，對輸出電壓和電感電流進行采樣。將采樣電壓與參考電壓作為比較器的輸入，輸出電壓誤差信號，將電壓誤差信號經過PR調節器后獲得參考電流，然后與采樣電流作為比較器的輸入，輸出電流誤差信號，電流信號誤差流經比例調節器調節后獲得SPWM的調制波信號，調制波信號與載波幅值相比較后，得到開關管的驅動信號。

由于三相逆變橋的每一相都不存在耦合，所以可以看成是三個相差120 ℃的單相橋逆變器組合在一起[9]。因此在分析被控對象數學模型時可以用單相橋來分析。由于開關是不連續狀態,我們采用狀態空間平均法[10]建立連續的狀態平均模型來分析。輸出電壓vo(s)和輸入電壓vi(s)之間的頻域傳遞函數G(s)為：

(1)

單相逆變橋電路如圖3所示。

圖3 單相逆變橋電路

雙極性脈沖調制時，vi(s)可以表示為：

vi(s)=E·(2s-1)

(2)

其中，s表示開關函數，當VT1(或D1)導通時，s=1；當VT2(或D2)導通時，s=0。顯然，由于開關函數s的存在，式(2)從不連續。對式(2)求開關周期平均，得到：

(3)

(4)

D(t)為占空比

(5)

式中：vm----參考正弦波信號；

vc----三角載波峰值。

將式(4)和式(5)代入式(3)中可得：

(6)

則從調制信號輸入至逆變橋輸出的傳遞函數可以表示為：

(7)

在SPWM中，當fk?fc時，逆變橋環節可以作為一個比例環節，比例系數用KPWM表示。

結合式(1)可得出逆變器的傳遞函數為：

(8)

得到其等效框圖如圖4所示。

圖4 單相橋逆變電路等效方框圖

在設計LC濾波器的時候既要考慮到其諧波抑制能力，也要考慮到其對逆變器的附加電流應力[11]，往往這兩者是相互矛盾的。已知開關頻率fk為10 kHz，依據LC濾波器的幅相頻率特性，所設計的二階LC濾波器滿足以下條件：

(9)

(10)

式中：ξ----阻尼比；

fn----LC濾波器的轉折頻率，其值取開關頻率fk的十分之一，即為1 kHz。

設計滿足條件的電容電感值：C=22 μF,L=2 mH。電感值過小時，濾波效果不明顯，電感值過大時，系統響應時間過大；當電容過大時，輸出電壓幅值偏大，電容值過小時，輸出電壓幅值偏小。

2 PR調節器的設計

文中設計了一種可以有效抑制諧波的PR調節器，其具有較好的交流跟蹤與調節特性。根據內模原理，通過對閉環系統的分析得出調節器的理想模型，通過對理想模型的頻率特性分析和改進得到PR調節器實際應用模型[12-15]。

當系統的參考電壓為正弦信號，且被控對象的數學模型中又沒有包含正弦內模時，所設計的調節器Gc(s)中應該包含正弦內模。調節器傳遞函數為：

(11)

為了縮短系統的動態響應時間，此處引入比例環節，則PR調節器的傳遞函數為：

(12)

式中：Kp----比例系數；

Ki----增益系數；

ω0----諧振頻率。

Kp的選擇較明顯地改善系統的動態特性,但過大時也可能引起輸出電壓過沖的現象,Ki用于改善基頻增益特性。通過調整ω0的大小可以抑制其指定諧波。將不同調節器組合起來，便可以得到高質量的輸出波形。在實際系統中只需調整KP、Ki和ω0這三個參數即可得到合適的調節器。在接入不平衡負載時會導致諧波過大，僅用傳統的PR調節器控制不能達到用電質量要求，前面提到通過改變調節器結構抑制指定次數諧波。已知接入非線性負載時的諧波主要集中在5次、7次、11次和13次諧波上，上面提到，合理改善PR調節器的結構以及調整ω0的大小可以抑制其指定諧波。

對于抑制5次諧波設計調節器

(13)

對于抑制7次諧波設計調節器

(14)

對于抑制11次諧波設計調節器

(15)

對于抑制13次諧波設計調節器

(16)

最后針對這些諧波改善調節器結構，如圖5所示。

圖5 改善后的PR調節器

3 仿真驗證

為了驗證文中提出的控制方案的有效性，采用了MATLAB/Simulink仿真驗證。仿真參數如下：輸入電壓Ui=800 V，濾波器電容C=22 μF，電感L=2 mH，比例系數KP=0.2，增益系數Ki=100，諧振頻率ω0=100π，開關頻率fk=10 kHz。線性負載R=10 Ω，接二極管整流器的非線性負載L=1 mH，C1=470 μF，R=25 Ω。

閉環線性負載動態輸出電壓波形和閉環線性負載動態電感電流波形分別如圖6和圖7所示。

圖6 閉環線性負載動態輸出電壓波形

圖7 閉環線性負載動態電感電流波形

在1 s時給系統負載一個突變，經過18 ms后恢復穩態，輸出電壓失真度為0.3%。

帶整流器的非線性負載采用傳統PR調節器的輸出電壓的波形失真度較大，如圖8所示。

圖8 傳統PR調節器控制的輸出電壓波形

改善后的PR調節器的輸出電壓波形一段時間后接近正弦波，如圖9所示。

圖9 改善后PR調節器控制的輸出電壓波形

傳統PR調節器控制下的THD分布圖，THD=9.33%，不滿足高質量供電要求，如圖10所示。

圖10 傳統PR調節器控制的THD分布圖

改善后的THD分布圖，THD=1.72%，滿足設計要求，如圖11所示。

圖11 改善后PR調節器控制的THD分布圖

4 結 語

針對提高UPS逆變電源輸出電壓的穩態和動態性能問題，提出一種基于比例-諧振調節器的雙閉環數字控制策略。以10KVA在線式UPS為例，經過理論研究與仿真驗證，得出以下結論：這種控制方式不僅可以有效提高系統輸出電壓的穩態精度，縮短系統動態響應時間，還抑制了系統輸出電壓的總諧波畸變率，符合IEC 62040-3的要求。