電動汽車的無線充電控制策略研究?

陸韋，劉澤軍

（1．國網上海嘉定供電公司，上海201800；2．上海交通大學 電子信息與電氣工程學院，上海200240）

0 引 言

隨著電動汽車日益普及，電動汽車并網充電將給電網帶來越來越大的影響［1］。從電網安全性來看，電動汽車作為即插即用的負荷，其充電狀態將影響電網頻率穩定［2］。從電網經濟性來看，電動汽車無序充電可能增大負荷峰谷差，使電網付出更高的調峰成本［3］，而有序充電則能起到削峰填谷的作用，降低電網經濟成本［4］。此外，如果不對電動汽車施加任何控制措施，電動汽車還將嚴重減損變壓器壽命［5］。因此，對于作為需求側重要一環的電動汽車，對其充電過程進行管理和控制顯得尤為重要，有必要開展電動汽車并網后的充電控制策略研究。

電動汽車充電方式可分為有線充電與無線充電［6］。在有線充電中，頻繁插拔易造成插座磨損、老化、生電火花等問題，線路破損則會帶來漏電等安全隱患，對極端天氣的適應性較差［7］。而無線充電技術通過電磁感應傳輸能量，將發射線圈埋入地下無外漏接口，可以解決有線充電面臨的接口限制和安全問題，并且不占據地上空間，從而帶來極大便利，未來將逐漸發展成為電動汽車充電的主要方式［8］。近幾年，寶馬、奔馳等著名汽車廠商相繼推出電動汽車無線充電樣機，國標也即將出臺，電動汽車無線充電技術的學術研究和應用市場將迎來重大發展。

然而，目前電動汽車無線充電的控制策略并不完善。一方面，在電動汽車能量管理中，需要實現電動汽車無線充電功率的靈活可控，從而需要更多的可控元器件；另一方面，又要實現緊湊輕便的無線充電接收器，從而確保足夠的安裝空間并減輕車身自重，接收器的體積和重量應盡可能小。無線充電系統傳輸功率受諧振網絡參數的影響較大。現有文獻中，文獻［9］闡述了基于無線充電系統原邊信息進行互感參數估測的可能性。文獻［10］提出了一種單管感應耦合式電能傳輸系統，給出一種基于電壓傳輸特性的主電路參數設計方法。文獻［11］提出一種基于負載和互感參數攝動的電動汽車無線充電控制方法，使得無線系統參數在受擾動時系統依然能夠穩定輸出功率。但上述方法依然存在系統成本高、體積偏大等問題。

基于此，提出一種基于參數估計的電動汽車無線充電控制策略，通過原邊信息對輸出電壓和電流進行估測，采用原邊移相控制進行功率調節。僅通過獨立控制原邊，使得副邊在不控整流時也能夠獲得期望的電壓或電流，從而減小系統成本和體積并滿足電動汽車充電功率靈活可控的要求。研制了實驗樣機，證明了該控制策略的有效性。

1 電動汽車無線充電系統

1．1 電動汽車無線充電系統結構

根據補償網絡的結構，無線充電系統可分為串串，串并，并串，并并四種基本拓撲。串串型拓撲設計簡單，可直接與電壓源型逆變器連接，補償電容不隨負載變化，輸入阻抗較低，損耗小，在實際應用中得到廣泛認可。串并型拓撲則能使發射線圈的電流呈現出恒流源特性，適用于多負載傳輸的情況。并串與并并聯型拓撲需要電流源供電，且易受擾動，在實際中應用較少［7］。因此，本系統的補償網絡為串串拓撲。所研究的無線充電系統結構如圖1所示。

圖1 無線充電系統的串串拓撲結構Fig．1 Topology of the WPT system based on parameter estimations

圖1 中，Vin為直流電源，C0和C3為濾波電容，Q1-Q4為場效應管（MOSFET），四個MOSFET組成原邊的單相全橋可控電路，可將直流電源逆變成高頻交流電，并且通過對移相角的控制，實現輸出電壓和電流的調節。副邊為電動汽車側，由單相全橋不可控電路構成。L1和L2為發射和接收線圈，C1和C2為相應的諧振補償電容，RL為負載電阻。

1．2 電動汽車無線充電系統控制方法

1．2．1 無線充電系統等效電路

由基爾霍夫電壓定律，無線充電系統原副邊電壓相量可表示為：

式中V1、V2分別為原副邊電壓相量；I1、I2分別為原副邊電流相量；X1、X2分別為原副邊電抗；M為互感；R1、R2分別為原副邊線圈內阻；Re為不控整流橋等效電阻。

令原副邊線圈參數一致，故諧振補償電容亦相同。則原副邊的電抗X1和X2可表示為：

式中ω為系統的工作頻率。

通常逆變器需工作在諧振狀態下，即：

因此，在諧振頻率下原副邊電抗X1、X2為0。在大部分無線充電系統中，線圈內阻較小可忽略不計。忽略R1、R2、Re后，副邊電流相量I2與副邊電壓相量V2可近似表示為：

當無線充電系統正常工作時，副邊的負載會反射到原邊線圈，此時原邊的等效反射阻抗為Zref，從逆變器得到的輸入阻抗為Zin，系統的等效電路如圖2所示。

圖2 系統等效電路Fig．2 Equivalent circuit of the system

基于上述系統等效電路，輸入阻抗Zin為：

1．2．2 基于參數估計的無線充電系統控制方法

在得到系統等效電路后，其輸入阻抗Zin還可由原邊電壓有效值V1和電流有效值I1計算得到：

式中θ為電壓超前電流的相角。

綜合式（7）與式（8），可得：

式（9）為復數等式，左右兩端實部與虛部需相等，可得式 （10）、式（11）：

由實部等式（10）可推導得到互感M表達式：

互感是無線充電系統中的一個重要參數。在初始化階段，系統可工作在非諧振頻率狀態，用以估測互感值。由于充電開始后線圈位置不再改變，互感基本保持不變，故估測的互感值可為后續控制策略所用。互感M的計算式中，高頻交流電流I1的值比較難采集，進一步地，根據能量守恒原理對高頻交流電流I1進行估測。假設忽略逆變器的損耗，根據能量守恒可近似得到：

式中Vin、Iin為直流電源輸入電壓與輸入電流。

根據傅里葉變換理論，原邊基波電壓有效值V1可表示為：

式中α是原邊全橋可控電路的移相角。

由式（13）、式（14）可得，I1的表達式為：

綜合式（5）、式（6）、式（14）、式（15）可得副邊直流側輸出電流Iout和輸出電壓Vout的表達式：

文中推導得到基于參數估計的無線充電系統控制原理，在式（16）與式（17）中，直流側輸出電流Iout和輸出電壓Vout僅與原邊的移相角α相關。因此，直流側輸出電流Iout和輸出電壓Vout可以通過原邊的移相角α進行控制。此外，輸出電流Iout和輸出電壓Vout還可根據式（16）和式（17）進行估計，在不需要通訊的情況下，僅通過原邊的控制即可實現恒壓與恒流的控制。

3 系統控制框圖

基于參數估計的無線充電系統的控制框圖如圖3所示。通過電壓和電流傳感器采集輸入電壓Vi和輸入電流Ii，控制器根據采樣值進行輸出電壓或輸出電流的估測。當估測得到的值小于期望值時，增大移相角α；反之，則減小移相角α。 控制器產生四路PWM波，經過驅動電路后實現對全橋逆變器的控制。

圖3 無線充電系統控制框圖Fig．3 Control block diagram of the WPT system

根據式（16）與式（17），無線充電系統恒流控制與恒壓控制的傳遞函數方程分別表示如下：

式中kP和kI是PI控制器的比例和積分系數，其余變量可參見前文說明。

由式（18）和式（19）可知，當kP和kI大于 0時，傳遞函數的特征根實部為負數，系統是穩定的。kP和kI具體值需要根據不同系統通過實驗進行整定。PI控制克服了單純比例調節存在靜差和單純積分調節慢的缺點，能同時改善靜態和動態特性。kP越大，系統的動態響應速度越快；kI越大，系統的穩態特性越好。

4 實驗與分析

為了驗證基于參數估計的電動汽車無線充電控制策略的可行性，制作了無線充電系統樣機進行實驗驗證，樣機的主要參數如表1所示。實驗樣機如圖4所示，具體包括直流電源、控制器（TMS320F28335）、可控全橋、不控整流橋、諧振補償電容、發射和接收線圈。

表1 樣機主要參數Tab．1 Key parameters of the prototype

圖4 實驗樣機圖Fig．4 Photograph of the prototype

圖5 為原邊全橋的典型波形。Q1、Q2為原邊全橋的門極驅動信號波形，I1、V1分別為原邊諧振電流和電壓?？梢钥闯?，當系統工作在諧振頻率時，I1和V1同相位。

電動汽車充電常采用恒流與恒壓相結合的二階段充電方式。在充電開始時，首先采用恒流充電方式，電池端電壓不斷上升，直至達到預定的電壓值，然后改為恒壓充電方式完成剩余的充電過程。此時隨著電池端電壓的逐漸升高，充電電流逐漸減小。因此，為驗證本文所提控制策略的有效性，設定恒流充電和恒壓充電兩個實驗場景，分別對恒流、恒壓充電方式進行驗證。

（1）恒流充電場景：充電電流設定為5 A，固定負載與電子負載并聯，固定負載阻值設定為8 Ω，電子負載阻值設定為 6 Ω。 其中，KP為 0．17，KI為 0．2。 在某一時刻，電子負載阻值由6 Ω增加至8 Ω，即總負載阻值由 3．43 Ω 增加至 4 Ω；

圖5 原邊全橋的典型波形Fig．5 Typical waveforms of primary full bridge

（2）恒壓充電場景：充電電壓設定為25 V，固定負載與電子負載并聯，固定負載阻值設定為8 Ω，電子負載阻值設定為 16 Ω。 其中，KP為 0．8，KI為 0．5。 在某一時刻，電子負載直接斷開，即總負載阻值由5．33 Ω增加至 8 Ω。

圖6和圖7分別給出了在恒流充電場景和恒壓充電場景下的負載側電壓電流波形。由圖6可知，當負載由3．43 Ω增加至4 Ω時，負載側電壓上升，負載側電流在經歷小幅波動后仍能維持在5 A左右，實現恒流充電。由圖7可知，當負載由5．33 Ω增加至8 Ω時，負載側電流下降，負載側電壓在經歷小幅波動后仍能維持25 V電壓，實現恒壓充電。由上述結果可知，在負載發生波動時，無論在恒流還是恒壓充電方式下，該控制方法依然能夠穩定地輸出電流或電壓，具有良好的穩定性。在恒流充電方式下，充電效率約為86．5%，在恒壓充電方式下，充電效率約為85．8%。

圖6 恒流控制實驗圖Fig．6 Experimental result of constant current control

圖7 恒壓控制實驗圖Fig．7 Experimental result of constant voltage control

此外，由實驗結果可以發現，參數估計不可避免的存在誤差。在恒流充電時，輸出電流存在0．2 A誤差；在恒壓充電時，輸出電壓存在2 V誤差。電流和電壓的誤差百分比分別為4%與8%。相對于恒壓充電，恒流充電誤差較小。當功率進一步升高后，恒壓與恒流充電誤差都能夠下降。此外，還可以通過初始化矯正減小誤差。因此，輸出電壓和電流的控制能夠控制在可接受的工程誤差范圍內。上述實驗表明，通過基于參數估計的無線充電控制策略能夠實現期望的恒壓恒流充電功能。

5 結束語

提出了基于參數估計的電動汽車無線充電控制策略，并且通過實驗進行了有效驗證。該控制策略采用原邊控制方法，在副邊不控整流條件下實現了恒壓與恒流充電。在滿足電動汽車充電功率的靈活調節要求的基礎上，省去了副邊的可控元器件，從而有效地減小了接收器的體積和成本。