GPS導航接收機中可變增益放大器設計

黃 敏，黃海生，李 鑫，王嘉齊

(西安郵電大學 電子工程學院，西安 710121)

0 引言

全球定位系統(global positioning system，GPS)是一種具有全方位、全天候、全時段、高精度的衛星導航系統[1]。對于GPS接收機來說，通信信道會隨著時間的變化而變化，噪聲的干擾以及環境的變化等因素的影響都會造成信號時強時弱，從而影響信號的處理。因此，電路中就需要自動增益控制電路(automatic gain control，AGC)根據接收信號的強度調節接收機鏈路的增益使輸出信號基本達到穩定強度[2]。其中AGC電路的核心模塊是可變增益放大器(variable gain amplifier，VGA)，它的性能優劣直接影響AGC電路的性能。本文基于TSMC 0.18 μm互補金屬氧化物半導體(complementary metal-oxide-semiconductor，CMOS)工藝設計一款增益范圍在60 dB的可變增益放大器。

1 AGC電路概述

AGC電路是導航接收機中必不可少的模塊。它可分為模擬AGC、數字AGC和混合AGC。本文采用的是控制部分為數字模塊的混合AGC。其主要包括3個模塊，可變增益放大器、脈沖寬度調制(pulse width modulation，PWM)式自動增益控制和脈沖寬度譯碼器。其中可變增益放大器為主要模塊，產生不同的增益來調節信號強度，PWM式自動增益控制模塊輸出一個脈沖寬度調制信號用來調節可變增益放大器的增益，脈沖寬度譯碼器將脈沖寬度調制信號解調為五位二進制碼來控制增益。

2 電路設計

2.1 VGA總體結構

圖1為VGA的整體結構，由5位二進制碼控制開關的5級放大電路(VGA5、VGA43、VGA21)組成[3]。其中5位二進制碼控制位(B1～B5)通過控制5級放大電路的開關提供不同的增益，IF和IFN表示差分輸入信號，IFN為IF相位相反的信號，IFO和IFON表示差分輸出信號，IFON為IFO相位相反的信號。每級VGA放大電路(圖2)由四級增益不同的差分電路串聯而成，偏置電路為每級差分電路提供穩定的尾電壓。其中一、三級由低電平有效的開關控制，提供高增益；二、四級放大管由高電平有效的開關控制，增益較低。這樣，B1～B5不同的邏輯位控制輸出不同的增益。其中VGA 5、VGA43 2個模塊采用阻容級間耦合[4]方式，VGA21模塊采用直接耦合方式，并在輸出接有電壓buffer，使得整個VGA可以適用于不同的負載阻抗且不會影響VGA的頻率特性，以保證放大器的負載能力。負載接ADC后基本不影響VGA的增益。

圖1 VGA整體結構

2.2 VGA43模塊設計

如圖2所示，VGA43模塊包括4個差分放大電路，每個差分放大電路的結構相同，但具體的參數不同即每個差分放大電路的增益不同。圖2中B4N為B4的非，B3N為B3的非。B4和B4N控制著輸入信號IF和IFN進入哪一個差分放大電路，經過前一級放大電路之后，再由B3和B3N控制著進入第二級放大電路，最終輸出信號為IFN和IFON。根據B4、B3控制電平不同，共有4種不同的組合電路，這樣就提供了4種不同的增益[5]。VGA5、VGA21模塊與VGA43模塊類似，其中VGA 5模塊相當于將B4和B3控制信號由B5控制，VGA21模塊將B4和B3換成B2和B1控制。其中差分放大電路的原理如圖3所示。

圖2 VGA43模塊結構

圖3 差分放大電路原理

對于本文所設計的電路來說，主要采用的就是圖3所示的差分電路結構，因為差分電路具有抗干擾能力強、增大電壓擺幅等優點。圖3中：IB為尾電流；GND為地；VDD為電源；M0、M1為2個晶體管；△I為流經電阻R的電流。

由圖3可以看出，電路的增益可表示為

(1)

式中：VIF、VIFN為差分電路輸入電壓；VIFON、VIFO為差分輸出電壓；Vout為輸出電壓；Vin為輸入電壓。

對于晶體管M0來說，輸出電壓VIFON可表示為

VIFON=△I·R

(2)

△I=gm·△V

(3)

(4)

對于晶體管M1來說，輸出電壓VIFO可表示為

VIFO=△I·R

(5)

△I=gm·△V

(6)

(7)

由式(1)～式(7)可得

(8)

式中：△V為流過M0和M1管子的電壓；AV為電路的增益；gm為管子跨導。因此，gm和R的取值影響差分電路的增益。

圖4所示為VGA43模塊的電路。

圖4 VGA43電路

圖中：M0～M15為晶體管；R0～R3為電阻；B4和B4N為“互斥”的2個開關，通過數字信號控制；VBIAS為偏置電壓。當B4導通時，增益由U0提供，U1關閉，不提供增益；相反，當B4N導通時，增益由U1提供，U0不提供增益。同理，B3和B3N的作用與B4和B4N相同。所以在電路設計時，采用以上結構通過切換開關[6]達到節省功耗的目的。此結構還有以下優點：1)電路結構簡單，降低生產成本；2)數字控制具有更高的線性度。

由于設計中總體增益變化范圍較大，所以VGA5、VGA43、VGA21模塊中分別包括2級放大電路。由于每一級電路都需要直流偏置，所以每一級電路前需要加隔直電容。其中VGA5模塊可以實現的增益范圍為6～35 dB，VGA43模塊增益范圍為6～30 dB，VGA21模塊增益范圍為3～8 dB。

對于5級級聯的VGA放大器，最大增益可表示為

AV=-(gm1gm2gm3gm4gm5)R

(9)

式中：gm1、gm2、gm3、gm4、gm5分別為1～5級的跨導；R表示負載電阻。電路采用多級級聯不需要很大的晶體管尺寸和較大的偏置電流就可實現較高[7]的增益。由式(8)知道，增益與gm和R有關，因此改變gm和R都可以使增益改變，即

(10)

所以增益可通過改變W、L、R、I進行調節。

由圖1可知，VGA21包含第五級放大和第四級放大，VGA43包含第三級放大和第二級放大，VGA5為第一級放大，通過B[5∶1]控制可以實現最小增益14 dB，最大增益73 dB，采用數字控制方式，實現60 dB增益范圍。

2.3 偏置電路的設計

由于VGA的增益會受溫度和工藝的影響。本電路采用恒定的GM偏置電路(如圖5所示)為VGA提供偏置電壓，來改善增益的變化特性。

圖5 恒定GM偏置電路

(11)

(12)

(13)

式(13)中：I1、I2為流經M1和M2的漏端電流；VTH1、VTH2為M1、M2管子的閾值電壓。

所以M1的跨導為

(14)

由式(14)可以看出，M1的跨導只與R和K有關，且K為比例系數，所以在溫度與工藝恒定下，M1跨導只隨R變化。

圖6所示為本設計中所采用的偏置電路。

圖6 本文采用的偏置電路

圖中：IB_PTAT為理想電流源，M0至M30為晶體管。由恒定的GM偏置電路和基于電流鏡的偏置電路組合而成，因為電流鏡具有可以精確地復制電流而不受工藝和溫度影響的特點，所以可使其值控制在合理的精度范圍[8]內。并且可以通過b1、b2、b3控制端來產生不同的電流。M13和M14 2個管子將產生的電流轉化為電壓提供給VGA5、VGA43、VGA21模塊。

3 實驗與結果分析

本文電路采用TSMC 0.18 μm COMS工藝設計，供電電壓取值為1.8 V，偏置電路中控制端b1=1.8、b2= 1.8、b3=1.8 V。在整體仿真電路中，控制端B5、B4、B3、B2、B1分別為01111、00000、11111 3種情況，在頻率4.092 MHz下。利用Cadence軟件中的Spectre對電路進行仿真[9]。

3.1 偏置電路仿真

從圖7中可以看出，偏置電路在控制端全為高電平時提供的電流為60.24 μA，偏置電壓為698.6 mV。

3.2 VGA5、VGA43、VGA21模塊仿真

從圖8、圖9、圖10仿真結果中可以看出：控制端B5為0和1時的增益[10]分別為5.356、34.88 dB；B4、B3為00、01、10、11的增益分別為29.04、20.84、14.34 、6.136 dB；B2、B1為00、01、10、11的增益分別為7.804、5.457、5.315、2.968 dB。

圖7 偏置電路仿真結果

圖9 VGA43仿真結果

圖10 VGA21仿真結果

3.3 整體仿真

從圖11仿真結果中可以看出，控制端B5、B4、B3、B2及B1為00000、01111和11111時，增益[11]分別為72.33、43.66、14.13 dB。

圖11 VGA仿真結果

3.4 噪聲系數與1 dB壓縮點仿真

從圖12、圖13仿真結果中可以看出，在增益為72.33和43.66 dB時的噪聲系數為19.68 dB，1 dB壓縮點為-22.14 dBm。

圖12 噪聲系數仿真結果

圖13 輸入1 dB壓縮點仿真結果

3.5 整體版圖

VGA電路整體版圖如圖14所示，面積為306.2 μm×342.3 μm。

圖14 VGA版圖

經過仿真驗證又與近年來已發表的有關文獻中的VGA增益范圍進行了比較，文獻[5-8]的增益分別為56、35、54、40 dB。因此本文所設計的VGA有增益動態范圍大的優勢。

4 結束語

本文基于TSMC 0.18 μm COMS工藝設計了一款用于GPS導航接收機的可變增益放大器。其放大器采用了差分電路，偏置電路采用電流鏡結構，通過控制5位不同的邏輯位而達到了大的動態增益范圍。仿真結果表明，當電源電壓為1.8 V，實現了60 dB的增益范圍，噪聲系數為19.68 dB，輸入1 dBm壓縮點為-22.14 dBm，可以用于GPS導航接收機中。