超低盲區時域反射以太網電纜測試儀設計

陳 玉， 劉永泰， 馮紅銀萍

(1. 山西大學 商務學院信息中心， 太原 030031； 2. 山西大學 數學科學學院， 太原 030006)

0 引 言

在網絡維護中，網線測試是其中重要一環，簡易網線測試儀在復雜布線環境檢測中效率低下、不夠直觀和準確；而時域反射(Time Domain reflection, TDR)網線測試儀能夠及時、準確地定位故障點；工程中常用商業化高分辨率網線測試儀由于價格高等因素，致使其使用普及率相對較低，為此開發較低成本的高分辨率網線測試儀就顯得較為重要；近年，國內外在高分辨率網線測試儀研究方面很少有公開、完整、有實用價值的參考資料，而一些可參考的文獻技術資料[1-2]又存在研究相對不完善的地方；面對上述問題，從測試完整性、高分辨率和低成本需求出發，在實驗改進的基礎上開發設計了超低盲區TDR網線測試儀，該測試儀可對網線的開路和短路故障進行準確測量判斷，其分辨率與國外品牌高分辨率網線測線儀相當。

1 理論依據

1.1 電纜TDR測量法

電纜TDR測量法主要有脈沖法和階躍法2種技術方案。

1.1.1脈沖法

脈沖法是在被測電纜始端發射一定幅度和寬度的脈沖，通過單獨判斷發射脈沖和反射脈沖的時間差來確定被測電纜的長度[3]：

L=0.5v×Δt

(1)

式中：L為被測電纜長度；v為脈沖信號在電纜中的傳播速度，由于脈沖信號傳播時受傳輸介質影響，所以脈沖信號一般在銅纜中的傳播速度約為0.66～0.85倍光速；Δt為發射脈沖與反射脈沖的時間差。

受脈沖寬度的影響，被測電纜較短時，會產生發射脈沖和反射脈沖的重疊，不能單獨區分發射、反射脈沖，從而形成測量盲區，脈沖越寬盲區越大。

結合實際測試，假如網線測試儀要求最小測量0.1 m長網線，那么測試脈沖寬度必須保證在1 ns以下，如此窄的脈沖在實際中不僅難以實現，而且會帶來很多其他難題，比如器件成本和電路設計難度的提升，即使最終實現了1 ns的脈沖，由于1 ns脈沖攜帶相當高的頻率成分，在測試較長網線時又會引起脈沖的嚴重畸變，測試精度最后還是大打折扣，上述各種問題說明脈沖法并不適合低成本網線測試儀的設計要求。

1.1.2階躍法

階躍法的提出是為了解決脈沖法的不足，階躍法主要是通過判斷發射信號和反射信號疊加后二者信號電壓特點進行測試的，與脈沖法相比階躍法有如下優點[4]：① 由于通過依次比較測量疊加后發射、反射信號來確定被測電纜長度，所以理論上不存在測量盲區；② 階躍信號持續性特點使得反射信號相對畸變要小得多，而且階躍信號具有良好的平坦度。階躍法缺點是功耗大，不便于多次測量。

1.2 網線測試儀設計原理

綜合階躍法和脈沖法各自特點，網線測試儀使用階躍脈沖法進行設計，有文獻也稱之為寬脈沖法，即向被測網線注入一定寬度階躍脈沖進行測試，由于設計網線測試儀所測網線最大長度為150 m，據式(1)階躍脈沖大于1.5 μs即可，但是為了反射脈沖相對陡峭的上升沿和平坦度，設計中使用了15 μs的階躍脈沖。下面主要針對網線測試儀開路和短路測試設計原理進行說明。

1.2.1寬脈沖法開路測試設計原理

測量中將網線中的每一對雙絞線近似看作均勻無損傳輸線，那么其特性阻抗就可看作實數阻抗，據此，已知阻抗等于網線阻抗(100 Ω)的信號源向被測網線注入一定寬度(15 μs)和幅度(3.3 V)的階躍脈沖，具體電路如圖1所示。網線終端開路時測試理想波形如圖2所示，圖2中縱坐標值Us表示信號源不接負責時的脈沖幅度(圖3、圖5同此)，根據TDR原理，圖中發射、反射脈沖互相疊加，相應測試電路(圖1)中分別用參考電壓Ur1及Ur2比較發射脈沖和反射脈沖的前沿[5]，即發射、反射脈沖分別送入圖1中的高速比較器C1和C2，最后通過計算兩路高速比較器輸出時間差Δt并依據式(1)即可確定開路距離。圖2中由于器件本身的物理延遲，所以發射脈沖起始時間點t1不可能為零。

圖1 開路測試高速比較單元電路圖

圖2 開路測試發射和反射脈沖疊加圖

圖1中固定電壓的取值需要根據具體測試條件做一定的微調，從而保證測試結果精度上的“勻稱”性，高速比較器C1、C2使用3.5～7 ns范圍內的軌到軌比較器即可，如常用的AD8561、TLV3501等型號。

1.2.2寬脈沖法短路測試設計原理

同開路測試設計原理，已知阻抗等于網線阻抗(100 Ω)的信號源向被測網線注入一定寬度(15 μs)和幅度(3.3 V)的階躍脈沖，當網線終端短路時波形如圖3所示，依據TDR原理，圖中發射、反射脈沖疊加后由于極性相反，重疊部分相互抵消(理想狀態下)，最后只剩部分發射脈沖和反射脈沖，這時直接用開路測試中的電壓比較法顯然不行，主因是圖3中沒出現反射脈沖前沿(即圖3中參考電壓-Ur1所對應的虛線部分)。

為此設計中利用運算放大器差分放大特性，對反射脈沖作差分提取，原理電路如圖4，分別將疊加脈沖和發射脈沖輸入到差分放大電路，差分電路對兩路脈沖作單位增益差分運算[6]，最后輸出圖5即單一反射脈沖,運算式為：

(2)

式中：uso為還原反射脈沖，us2為發射脈沖，us1為疊加脈沖；最后計算分離的發射、反射脈沖時間差Δt即可確定短路距離。

圖3 短路測試發射和反射脈沖疊加圖

圖4 差分運算放大單元電路圖

圖5 短路測試反射脈沖還原示意圖

圖4中的運算放大器選用共模抑制比為80 dB以上，-3 dB帶寬在100 MHz以上軌到軌普通運放即可，如運放AD8091等。圖4發射脈沖在輸入到運算放大器時需做一定的阻抗匹配處理，由于網線的阻抗近似為100 Ω實阻抗，所以阻抗匹配電路可用純電阻網絡實現。

承接上述原理性知識介紹，下面對網線測試儀的具體實現環節作進一步說明。

2 網線測試儀軟硬件結構單元

網線測試儀組成主要包括微控制器(Microcontroller Unit，MCU)、時間-數字變換器(Time-to-Digit Conversion，TDC)時間計數、鏈路脈沖檢測單元、網線開路和短路測試單元及12路模擬開關單元，各單元分述如下：

2.1 MCU(單片機)處理單元

單片機主要依靠其內部程序控制外圍單元電路完成網線鏈路脈沖、開路和短路測試，測試儀所用單片機為ATmega128A，當然也可選用性能相當的其他型號單片機，ATmega128A是一款高性能低功耗的8位單片機，單片機工作于16 MHz時性能高達16 MIPS，同時ATmega128A自帶128 K Byte可編程flash和SPI串行通信接口，單片機的SPI接口正好和TDC-GP22的SPI接口直接對接；ATmega128A[7]在時鐘選擇上使用了16 MHz外接晶振，按照ATmega128A器件手冊在3.3 V供電情況下外接晶振最大取12 MHz，不過為了提高程序指令的執行速度，在設計中選用了16MHz晶振，這樣TDC-GP22芯片就可以將測量上限提高到150 m，經過實際電路驗證，16 MHz晶振完全可以長時間穩定測量。

2.2 脈沖間隔時間測量單元TDC

時間數字測量方案常見的有單片機和FPGA等，采用單片機進行測量，時間跨度多在μs級，同時誤差較大，而采用FPGA進行測量雖可精確到ns級，但是FPGA需要復雜編程來實現時間數字測量功能，同時FPGA功耗大成本高，引腳數量巨大，這些方案都不適合低成本及手持儀器設計要求[8]。TDC-GP22是一款高精度可編程TDC芯片，該芯片靜態功耗在微安級，引腳數少等優勢，TDC-GP22只需通過單片機讀寫其中寄存器就可以精確測量間隔脈沖的時間跨度，其測量精度可達45 ps。

設計中通過開啟TDC-GP22噪聲位，將測量范圍1擴展到了0～2.4 μs[9]；由于階躍脈沖在網線中的傳播速度約為200 m/μs，2.4 μs上限最遠可以測240 m長的網線，完全滿足網線測試儀150 m最大測量范圍要求；TDC-GP22具有SPI接口， ATmega128A可通過SPI方式對TDC-GP22的各類寄存器進行讀寫來完成時間測量，TDC-GP22中7個配置寄存器配置程序代碼如下：

gp22_wr_config_reg(0x80, 0x00242000);

//時鐘4分頻

gp22_wr_config_reg(0x81, 0x19490000);

//測量模式1，每通道一個采樣

gp22_wr_config_reg( 0x82, 0xE0000000);

//通過Timeout給出中斷

gp22_wr_config_reg( 0x83, 0x00000000);

gp22_wr_config_reg( 0x84, 0x20000000);

gp22_wr_config_reg( 0x85, 0x10000000);

//開啟噪聲單元

gp22_wr_config_reg( 0x86, 0x00000000);

TDC-GP22能否正確測試，關鍵在于其配置寄存器的精確配置，TDC-GP22程序每次測試前必須進行初始化操作以清空上次測量數據，同時單片機和TDC-GP22的數據通信必須嚴格符合SPI通信協議，否則單片機就不能正確讀寫TDC-GP22的寄存器。

圖6 測量流程圖

2.3 鏈路脈沖檢測單元

以太網鏈路脈沖分為普通鏈路脈沖(Normal Link Pulse, NLP)和快速鏈路脈沖(Fast Link Pulse, FLP)，二者的周期約為16 ms；鏈路脈沖是以差分方式傳輸的，設計中使用差分電路來獲取鏈路脈沖信號；由于網線測試儀只需判斷鏈路脈沖的有無，所以只使用傳統的單運放四電阻電路來對鏈路脈沖信號做單位增益放大[1]，電路如圖7所示。

圖7運放OP2為AD8091，該運放為可單雙電源供電軌到軌高速放大器，其共模抑制比典型值為88 dB；因運放輸出鏈路脈沖寬度較窄，不易被ATmega128A單片機捕獲，所以加入峰值保持電路，通過調整C31與R*的值可以改變峰值信號的幅度與寬度，圖中二極管D31選用普通1N4148系列二極管即可。

圖7 鏈路脈沖檢測單元電路圖

2.4 開路測試單元

通過ATmega128A編程輸出寬度15 μs的脈沖，再經74LVC1G17高速斯密特緩沖器對脈沖整形和阻抗變換后送至被測網線；送入被測網線后的脈沖同時也送至圖1中比較器C1，隨后的反射脈沖送入比較器C2。

在圖1中C1和C2為TLV3501比較器，其中比較器C1輸出至TDC-GP22的stop1，比較器C2輸出至TDC-GP22的stop2，最后計算stop2-stop1值即可確定開路長度。圖8所示為80 m 5類網線開路狀態實測波形，圖中反射脈沖疊加在發射脈沖上，反射脈沖幅度平坦，兩路脈沖前沿區分明顯；受測試電纜損耗影響，反射脈沖幅度有所降低[10]，反射脈沖前沿較發射脈沖前沿變緩，不過對比前面圖2的理想波形圖和實際測試結果證明，圖8完全可以滿足測試要求。

圖8 80 m網線開路實測波形圖

2.5 短路測試單元

同開路測試，15 μs脈沖經過整形和阻抗變換后分別送入被測網線和TDC-GP22的stop1；網線上發射和反射脈沖的疊加信號送入差分放大電路(圖4)反相輸入端，同時發射脈沖送入差分放大電路的同相輸入端，兩路信號進行差分運算后輸出至比較器TLV3501，比較器對差分信號幅度提升后送TDC-GP22的stop2，最后計算stop2-stop1的值即可確定短路長度。

圖9為80 m 5類網線短路實測波形，圖中發射和反射脈沖疊加部分幅度應為零，但由于被測網線和模擬開關直流電阻的影響而產生了圖9中小幅度的正反射脈沖；實驗結果表明，在150 m測量范圍內的部分正反射脈沖并不會影響反射脈沖的提取[11-12]。

圖9 80 m網線短路實測波形圖

圖10為差分電路所提取反射脈沖，其中殘留了部分發射脈沖，這是因為參與差分運算的發射脈沖比反射脈沖具有更陡的前沿所致，殘留脈沖可通過小電容去耦降低幅度。

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圖10 反射脈沖還原實測波形圖

2.6 12路模擬開關單元

網線多為4對雙絞線組成，測量時需4對雙絞線輪流測試，網線測試儀主要測試鏈路脈沖、開路和短路3種狀態，每種狀態測試4次，3種狀態共需測12次，為此需要進行12次切換；考慮到功耗和切換速度因素，網線測試儀沒有使用繼電器，代之以12路模擬開關ADG621來進行測試切換，ADG621在±3.3 V供電下的單路直流導通電阻約為5 Ω，開關單次切換速度小于200 ns。

一對雙絞線需ADG621的兩個通道，這樣加載到被測雙絞線的直流電阻為10Ω，100 m 正規5類雙絞線回路直流電阻約為18.5 Ω，總回路電阻約為28.5 Ω，短路測試由于回路電阻的影響[13]，在發射、反射脈沖疊加處會產生正反射，正反射見圖9，這樣差分運算提取的反射脈沖幅度會降低，為此用比較器TLV3501對反射脈沖幅度進行提升，以便TDC-GP22識別。

3 網線測試儀電路組裝和調試

3.1 電路板設計和整機組裝

網線測試儀的主電路板為雙面設計，電路板設計時對脈沖電路部分進行了接地包圍處理，同時電路板背面整體覆銅并使覆銅面接地，各單元電路走線接地點通過過孔連接覆銅面以減少脈沖信號的干擾。電路采用手工分塊焊接，同時輔以軟件程序來實時檢測芯片的焊接效果，網線測試儀完成焊接組裝后如圖11所示。

3.2 長度區間校準系數

受雙絞線中分布電容和分布電感的影響，網線測試儀中發射脈沖和反射脈沖在測量不同長度的網線時其前沿的上升時間會相應的變化，網線越長脈沖前沿上升越緩；脈沖前沿變化勢必會影響到網線測量長度的準確性[14-15]，為此，網線測試儀先對不同長度的標準網線進行測試分析，對不同長度區間定義不同的校準系數，并重新定義式(1)為：

L=0.5V·Δt·λ

(3)

式中：λ為長度區間校準系數。

4 實驗測試數據

4.1 實驗前提條件

實驗所用網線為5類非屏蔽雙絞線，為方便測試，不同長度被測網線兩端按568B規則加接水晶頭，對短路測試，用5類模塊按568B規則壓接模擬短路故障點。

為模擬真實測試環境，實驗使用了1臺H3C-S1024千兆交換機、1臺非管理24口百兆TEH2400交換機、1臺TR-932D百兆光纖收發器及多臺千兆網卡的PC機。實驗中發現上述網絡設備鏈路脈沖的幅度和周期都存在一定差別，不能一概而論。測量前用1 m、10 m和50 m的標準電纜對網線測試儀和FLUKE CableIQ網絡測試儀進行3點測量校準。

4.2 實驗數據結果

4.2.1網線測試結果

從表1測試結果可以看出，網線測試儀和FLUKE CableIQ在0.1～110 m的范圍內，二者在鏈路脈沖測試、開路和短路測試精度上基本接近；表1中的測試結果顯示網線測試儀誤差范圍在±10%以內，誤差與FLUKE CableIQ相當。

4.2.2網線測試儀整機功耗

由于網線測試儀多在手持狀態下使用，故設計上要盡可能降低整機功耗，為此設計上多選用低功耗方案和器件，最后實測網線測試儀最大測試電流為57 mA，遠低于FLUKE CableIQ的150 mA測試電流。

5 結 語

網線測試儀通過硬件電路和軟件程序的有機組合，以較低成本實現了高分辨率測量；TDC芯片的使用不僅簡化了網線測試儀的軟硬件設計，而且也提高了系統整體穩定性；再有，網線測試儀后期經過多人多次試用和改進，其對鏈路脈沖、開路和短路故障完全可以進行快速準確地判斷。實際網線故障種類繁多，測試手段也各有不同，而網線測試儀主要是針對網線關鍵的開路和短路故障進行測試，為此，網線測試儀還有很多擴展開發余地，如增加線序測試和電纜阻抗測試功能等。