一種新型的零電壓開關無橋PFC變換器

劉 靜，楊 輝

（重慶科創職業學院智能制造學院，重慶 永川 402160）

為解決目前AC/DC電源功率損耗不斷增加的問題，大部分的設計人員一直都在嘗試通過減少元件數量和元件體積來提高效率。一般的整流變換器都具有較大的輸入電流峰值和諧波畸變率（THD），諧波畸變率會使功率因數降低0.5～0.7左右。采用功率因數校正（PFC）變換器則可以降低諧波影響。普通的PFC變換器通常都采用脈沖寬度調制（PWM）方法控制，它是一種帶有升壓變換器的全橋型整流器，如圖1（a）所示。但它的主開關效率低，應力大，而且要提高開關頻率就需要降低變換器的體積和重量。因此，要提高開關頻率就必須要采用軟開關技術。

為了降低通態損耗，文中提出了一種設計思路，將整流器和PFC相結合形成一種無橋PFC變換器，如圖1（b）所示，這種組合電路通過減少線路電流路徑中的半導體數量來降低通態損耗。在無橋PFC變換器中，二極管S2在電源的整個正半周導通，而S1在整個負半周導通。這種變換器如采用ZVS技術，將使工作效率更高。

圖1

1 新型拓撲結構及工作原理

本文中提出了一種新型的基于ZVS的PFC變換器，這種變換器由輔助電路組成，如果控制合理，電路中的主開關都可以采用ZVS技術控制。一般的ZVS拓撲只可以降低開通過程中的開關損耗，而文中提出的拓撲還可以降低開通和關斷過程中加在電源開關上的電壓以及流過的電流。而且，無橋PFC以及ZVS技術還可以分別降低通態損耗和開關損耗。這樣電路的工作效率就可大大提高，而且對開關頻率也沒有限制。

下面主要分析穩態下這種變換器的工作原理和設計方法，以及如何減少關斷過程中的開關損耗，這種變換器適用于具有功率因數校正功能，輸入電壓范圍廣的單相變換器中，這些場合一般都要求工作效率要高，且電磁干擾（EMI）要低。

圖2所示為這種新型的單相無橋ZVS-PFC變換器的電路結構。虛線框中所表示的電路就是所設計出的輔助電路，其中，Cs1和Cs2是開關S1和S2的寄生電容，Lr1和Lr2不僅能在關斷時使二極管D1，D2實現軟開關，還可以降低di/dt。為了使主要電源開關在開通時也能實現軟開關，就要使輔助開關在一個固定的周期內保持導通。這樣既可以使主開關實現軟開關，還可以降低開關過程中產生的電壓和電流。

由于無橋PFC變換器在輸入電壓的兩個半周期內工作情況相同，因此只對其中半個周期的工作原理進行討論。也可以將輔助電路分成對稱的兩部分，由于是在輸入電壓的半個周期內，其中有一半電路不工作，而由另一半輔助電路使主開關實現軟開關，所以當這兩部分電路不工作時也不會影響變換器的效率。

圖2 ZVS無橋PFC變換器拓撲結構

在充電和傳輸模式下，這種變換器的工作原理和PWM升壓變換器很類似，所有的輔助元件都不工作。因此，在此工作狀態下，也就不會產生任何額外的損耗。為了介紹清楚該轉換器的原理，確定它的性能，特做如下假設：電路中所有元件都是理想的；轉換器工作在穩態，開關頻率固定為fs；輸入電壓Vi為正弦波，并且在一個開關周期內連續；輸出電壓Vo也連續；開關頻率比交流電源頻率高得多。此外，輸入電感L也要足夠大，這樣在轉換器的一個開關周期Ts內，就可以用電流源Ii代替它。

該轉換器在半個周期內的工作過程可以分成8個區間。每個區間的等效電路以及理論工作波形分別如圖3、圖4所示。

圖4 一個開關周期內輔助電路的理論工作波形

該區間只表示開關過程中的初始條件，該區間內升壓二極管D2和S1的體二極管導通，負載電流以及變換器的工作情況和簡單的PWM升壓變換器一樣，即開關關斷而二極管導通。當在主開關S2導通之前，PFC控制器控制輔助電路中的S3導通開始諧振時，該區間就結束了。

（2）區間 2［t1-t2］［圖 3（b）］

當S3導通時該區間就開始了，而當流過D2的電流降低到零時，該區間就結束了。在Lr2的作用下，S3會在零電流（ZC）條件下導通，Lr2還可以通過升壓二極管D2降低關斷時的di/dt。電流將逐漸從D2支路換流到由Lr2和Cr2組成的諧振電路中。因此，D2在零電流t2時刻就關斷了，此時變換器的等效電路如圖3（b）所示。

（3）區間 3［t2-t3］［圖 3（c）］

該區間從流過D2的電流降到零并流過Cs2開始，在該區間內S3，D3和D9一起導通，等效電路如圖3（c）所示。當Cs2電壓降低到0且流過S3的電流開始反向時，區間3就結束了。該區間結束時諧振電感Lr2的電流為0，諧振電容Cr2兩端電壓為Vcr2（t3）。

（4）區間 4［t3-t4］［圖 3（d）］

該區間內S3，D3，D9和場效應管S2的體二極管導通，當流過Lr2的電流線性減小到Iin時，主開關S2才開始導通。在ZVS期間，S2必須一直導通。當輔助電路中的電流減小到流過L的輸入電流以下時，兩電流之差就會通過開關S2。這個區間一直會持續到t4時刻，在t4時刻輔助電路中的電流變為0。

（5）區間 5［t4-t5］［圖3（e）］

該區間中，S2和D10導通，輔助電路中的電流開始反向，D9阻止該電流流過S3，因此電流才會流經D10，這就為S3提供了一個ZVS關斷條件，S3在這個區間應該關斷。與此同時，一部分電流經D3分流并給C1充電，在諧振電流的作用下，C1兩端電壓將被充至等于或略小于輸出電壓的數值。

（6）區間 6［t5-t6］［圖3（f）］

該區間內D4，D10和S2導通，當在t6時刻輔助電路中的電流減小到0該區間就結束了。在零電流條件下D4和D10截止。當C1兩端電壓充至略小于輸出電壓時，D3就不再導通了，之后很明顯在S2關斷期間就會出現一個降低了的電壓而不是零電壓。

圖3 一個開關周期內變換器電路中的主要電流路徑

（7）區間 7［t6-t7］［圖 3（g）］

該區間內S2導通，變換器的工作狀態和充電狀態下的PWM升壓變換器相同，輔助電路不工作。當主開關關斷時該區間結束。

（8）區間 8［t7-t8］［圖 3（h）］

該區間內S2在ZVS條件下關斷，電容Cs2兩端電壓一直充電至輸出電壓，由于電容C1兩端電壓和輸出電壓存在差值，從而引起開關S2兩端電壓逐漸上升。在t8時刻以后，電路的工作條件又和區間1相同，一個新的開關周期又開始了。

2 減少開關關斷損耗

前面已提到，ZVS技術可以減少開關的導通損耗。在區間8內，當MOSFET S2關斷時，其漏源極間的電壓會非常緩慢地增加，直到電容C1存儲的能量完全轉移給輸出端的負載。因此，當流過開關S2的電流降到0時，其漏源極間的電壓還遠遠小于輸出電壓Vo，這樣能極大的減少開關的關斷損耗。

本文所提出的變換器中，開關的導通損耗近似為零和關斷開關損耗也顯著降低。雖然該變換器結構比較復雜，輔助電路中包含15個元件，但它同時減少了導通損耗和關斷損耗。因為所有輔助元件的工作時間相對于開關周期都非常短，所以成本都很低。此外，采用無橋PFC還可以降低傳導損耗，并達到最高的效率。

3結語

文章介紹了一種新型的ZVS-PWM升壓變換器，最重要的是提出了能實現軟開關的電路拓撲結構。由于采用了軟開關技術，在變流過程中通態損耗也較低，因此和傳統的采用硬開關控制的PWM控制器相比，該變換器在關斷和開通過程中可以實現軟切換，其效率更高。