同時同頻全雙工天線陣列自干擾抑制設計

鄭曉冬，申建華，李 敏，姚志會

(1.衛星導航系統與裝備技術國家重點實驗室，河北 石家莊 050081；2.中國人民解放軍32021部隊，北京 100094)

0 引言

同時同頻全雙工是指一套通信設備或裝置，在相同的時間和頻率資源上，同時發射并接收電磁信號，其在理論上能夠倍增現有頻譜效率與系統容量。然而發射機發射的信號會泄露到接收機，對接收機形成強自干擾。自干擾會導致接收機性能的急劇惡化。因此，實現同時同頻全雙工的關鍵是如何有效地抑制自干擾。

目前，自干擾抑制技術可以分為3類：空域自干擾抑制技術[1-2]、射頻域自干擾抑制技術[3-4]和數字域自干擾抑制技術[5-7]。空域自干擾抑制技術是在天線間構建陷波結構，從而最大限度地抑制發射天線泄露至接收天線的自干擾信號能量[8-11]。射頻域自干擾抑制技術利用已知的發射信號來構造一路信號，在模擬接收端與自干擾信號完成對消[12-14]。數字域自干擾抑制技術利用本地已知的數字基帶信號來構造一路信號，在數字信號處理過程中濾除自干擾信號[15]。

空域自干擾抑制技術是在源頭上限制自干擾信號的方法，是減少自干擾信號對接收支路影響的最可靠方法。國內外對于空域自干擾信號的濾除方法已經有不少研究與應用。通過對被動自干擾抑制的定向隔離、吸收屏蔽和交叉極化3個關鍵機制進行研究，由實驗結果可知這些被動抑制機制可以有效抑制天線間的自干擾，然而對高反射環境對自干擾抑制造成的影響并無效果[16]。通過緊湊型MIMO全雙工中繼的數字自干擾消除算法，在陷波陷阱的基礎上可提供60～70 dB的無源隔離，但該天線的應用場景單一，發射天線與接收天線的擺放位置必須是背靠背的關系[17]。

本文主要研究在常規應用系統中的同時同頻全雙工微波天線設計。發射天線與接收天線處于同一水平面內，符合現代微波相控陣天線陣列的應用需求。通過合理設計陷波結構，在C波段可實現42 dB的無源信號隔離，為同時同頻全雙工系統的構建創造了有利的工作條件。

1 天線模型

在陣列系統中，微帶天線是一種常用的天線單元結構。采用正交饋電技術，微帶天線能夠很容易實現圓極化，并實現較好的軸比特性。但是，在微帶陣列系統中，由于天線單元之間共地，表面波的存在會使天線單元之間存在一定程度的互擾，天線之間的隔離度會比較差，一般需要對天線單元進行波消除接收設計。

消除結構是一種電磁波諧振結構，能夠有效控制地板上的表面電流。根據傳輸線理論，短路1/4波長傳輸線的輸入阻抗會非常高，這就導致在傳輸線末端的輸入電流會非常小，有大量的電流限制在傳輸線內部。通過在微帶天線的底板上加載1/4波長貼片枝節能夠有效提高單元之間的隔離度，減少天線單元之間的自干擾。

基于諧振陷波結構的發射/接收微帶天線基本結構如圖1所示。發射/接收微帶天線基本結構包含一個發射天線，如圖1(a)中第I部分，一個接收天線，如圖1(a)中第II部分。2個天線并排放置，構成一個基本單元，是組成陣列天線的一個基本結構。首先分析一個基礎結構內2個天線之間的信號隔離度，然后在陣列天線的范疇內分析其整體效果。微帶天線采用的介質板材為Rogers TMM 10(tm)，其介電常數為9.2，天線工作頻率設計為C波段3 750～3 950 MHz。

圖1 C波段全雙工天線基本結構

圖1(a)中，發射天線配置為左旋圓極化，接收天線配置為右旋圓極化。天線整體高度L1為30 mm，天線口徑L4為12.5 mm。在發射天線四周設計有4組諧振結構，每個諧振結構由分布在上表面的1/4波長貼片和側表面的1/4波長貼片構成，貼片長度L2為29 mm，貼片高度H2為2 mm。發射/接收微帶天線基本結構側視圖如圖1(b)所示，天線整體高度H1為2.5 mm，天線表面銅皮厚度H3為4 μm。側表面的貼片與地板相連，基礎結構天線的立體效果圖如圖2所示。

圖2 C波段全雙工天線基本結構立體圖

2 天線仿真結果

應用圖1所示的全雙工天線基本結構，在HFSS軟件中進行建模仿真，并與不含諧振陷波結構的模型進行比較。收發天線間的隔離度定義為接收天線端口接收到的能量與發射天線輻射出的總能量之差。圖3為2種基本結構收發天線在相同饋電功率激勵下，天線表面電流分布的仿真結果。對比2種結構下的天線表面電流分布情況，對于不包含諧振結構的天線，其表面電流分布在收發天線交界處是緩變的電流分布，耦合至接收天線處的功率較多；對于包含諧振結構的天線，由于諧振結構的作用，在收發天線交界處的電流分布出現階梯下降，表面波的傳輸路徑被切斷，因此耦合至接收天線處的電流被減弱。

圖3 天線表面電流分布仿真結果

圖3虛線處為天線橫截面，橫截面處的表面電流數值提取如圖4所示。其中，虛線為不包含陷波結構的電流數值，實線為包含陷波結構的電流數值。從圖4中可以發現，在陷波結構的作用下，表面電流明顯下降，天線間耦合作用減弱。在天線交界面處(圖4中30 mm位置)，不包含陷波結構的電流曲線斜率為0.5 mA/mm；包含陷波結構的電流曲線斜率為1.2 mA/mm，說明陷波結構的作用是非常明顯的。

圖4 橫截面處電流分布

耦合到接收天線處的電磁波能量可通過收發天線間隔離度仿真結果分析和比較，2種結構的仿真結果如圖5所示，其中，虛線為不含諧振陷波結構模型的收發天線隔離度，實線為包含諧振陷波結構的收發天線隔離度。由圖5可知，對于不含諧振陷波結構的模型，接收天線與發射天線間的隔離度主要受空間隔離和極化隔離的作用，約可提供23 dB的隔離度。從目前的陣列天線工程設計來看，一般發射天線的饋電功率在0～+10 dBm，而接收天線口面的接收信號電平在-130～-100 dBm。因此，僅依靠由空間隔離與極化隔離提供的隔離度尚不足以使收發天線間的自干擾降低到后端可處理的信噪比程度。

圖5 基本結構收發天線間隔離度仿真結果

通過增加微波諧振陷波結構，可抑制經由表面波耦合到接收天線的自干擾信號，從而提供更高的信號隔離度。由仿真結果可以發現，對于增加微波諧振陷波結構的模型，可為系統提供42 dB的窄帶信號隔離度和35～42 dB的寬帶信號隔離度。該模型較不含陷波結構的模型，信號隔離度提升了19 dB(窄帶范圍)和12 dB(寬帶范圍)。由此可知，該微波諧振陷波結構可在窄帶范圍內為系統提供客觀的收發信號隔離，從而使天線接收到的自干擾信號電平控制在系統可接受的狀態。

上述的設計與仿真主要針對由1個發射天線和1個接收天線組成的基本模型，下面在陣列天線范疇內考察微波陷波諧振結構的工作能力。基本結構組成的子陣陣列基本模型如圖6所示。為了提高運算速率，陣列天線的仿真模型主要采用由4個發射天線和5個接收天線組成的子陣式結構，可基本代表大規模陣列的基本形態。

圖6 基本結構組成的子陣陣列基本模型

在陣列結構模型中，評估收發天線之間的信號抑制情況。收發單元天線之間信號隔離度的仿真結果如圖7所示。與基本結構相比，天線間信號隔離度無惡化，在窄帶范圍內為40 dB，寬帶范圍為35～40 dB。

圖7 子陣中收發天線隔離度仿真結果

3 結束語

通過在發射天線與接收天線之間構建諧振陷波結構的手段，綜合分析與仿真驗證，可在收發天線之間達到42 dB的無源信號隔離度。同時將發射天線與接收天線作為一個基本結構，構建了一個收發同時同頻系統的子陣陣列，并在子陣陣列內部進一步評估了該諧振陷波結構的隔離效果，從而為同時同頻全雙工系統的構建創造了有利的工作條件。諧振陷波結構是實現同時同頻收發陣列一體的重要支撐，后續將圍繞同時同頻收發陣列的設計實現進一步驗證該結構的工程實現性。