基于平面埋阻工藝的Wilkinson功分網絡設計

李鵬程

(中國西南電子技術研究所，四川 成都 610036)

0 引言

功分網絡是相控陣天線中的重要組成部件，近年來，Wilkinson功分器由于具備其輸出各端口之間可以在保證匹配前提下同樣具備高隔離度的顯著優勢而用途廣泛[1-3]，隨著毫米波瓦式相控陣天線小型化、易集成的要求提出，低剖面、低損耗且高集成度的Wilkinson功分網絡等逐漸成為國內外科研機構和學者的研究熱點[4-5]。

傳統的Wilkinson功分網絡由于集總元件電阻的引入[6-8]，其結構必須在高度上為電阻元件的焊接預留充足的空間，故而往往難以實現低剖面且易于集成的要求。雖然利用LTCC工藝方式可實現集總元件的埋置，但是材料燒結后有15%的收縮率，無法適用于對加工精度要求較高的毫米頻段[8]；此外，基于薄膜電路工藝的Wilkinson功分器雖可適應加工精度的要求，但是其功率容量偏低，也無法適用于相控陣天線[9-10]。

本文旨在設計一款基于平面埋阻工藝的1分16路，可工作于K頻段的Wilkinson功分網絡，要求幅相均方根誤差分別控制在0.5 dB和5°以內，插入損耗(含網絡分配損耗)優于15 dB；該網絡與其他模塊的連接方式采用射頻垂直互聯。此外，為便于此類功分網絡測試，還設計了一款集成了毛紐扣同軸射頻連接器的測試工裝。通過彈性壓接及精準裝配定位的方式，功分網絡的射頻接口與毛紐扣射頻可實現垂直互聯[11-12]。經過測試，驗證了該方案的工程可實現性。

1 埋阻Wilkinson功分器單元仿真

目前，埋入式電阻板較為成熟的方案是蝕刻金屬薄膜電阻技術，該技術采用的材料為Ohmega公司生產的鎳磷(Ni-P，即Ohmega-Ply)薄層電阻材料；此材料的厚度大多控制在0.1～0.4 μm之間，且該材料有銅層保護，蝕刻技術的目的就是通過化學方法腐蝕銅層，故而該電阻材料也可與其他介質材料和銅箔通過熱壓接技術形成埋阻雙面覆銅印制板[11]。

理論上，不論使用何種材料，電阻值大小均可由如下經典公式推算出：

(1)

式中，R表示材料電阻值；ρ表示材料的電阻率；L表示材料在電流方向上的長度；S表示材料在電流方向上的橫截面積。由公式(1)可知，當電阻材料厚度固定后，電阻值只與使用材料的長度和寬度相關，故而，該公式可變換為：

(2)

式中，L不變；R′表示方阻率；W表示材料垂直電流方向的長度。本設計中采用R′為100 Ω的Ohemga-Ply材料，通過調整L與W的比值即可控制阻值大小[12，16]。

針對帶狀線Wilkinson功分器仿真建立模型如 圖1所示，圖1(a)中，深色部分即為Ni-P電阻材料層，上下兩層介質板厚度h1為20 mil(0.508 mm)，采用Taconic公司TLY-5材料，相對介電常數為2.2，介質板之間采用PP材料壓合，厚度h2為3.5 mil(0.089 mm)，覆銅層厚度h3為0.018 mm；如圖1(b)所示，在仿真模型中設定為W=L，即電阻值大小為100 Ω。

圖1 帶狀線Wilkinson功分器仿真模型

基于上述分析，建立1分2的單元Wilkinson功分器仿真模型。該模型由2部分結構組成：帶狀線的Wilkinson功分器；帶狀線轉同軸饋電過渡結構。利用三維仿真軟件ANSYS HFSS 15.0對上述2部分結構模型進行全波仿真分析。

帶狀線仿真結果如圖2(a)所示，在20.5±1 GHz頻段范圍內，1端口駐波可以保證在1.05以下，2，3端口駐波可保證在1.15以下；如圖2(b)和圖2(c)所示，其副相一致性均可保證在0.07 dB和0.16°之內。

圖2 帶狀線Wilkinson功分器仿真結果

根據Ohmega公司給定的數據，針對方阻率為100 Ω的材料，其阻值誤差可控制在±3%以內[11，16]，故而，調整仿真模型中電阻阻值，考察其變化對端口駐波影響程度，得到的仿真結果如圖3所示，在仿真實驗中分別設定Ni-P電阻值R分別為90，100，110 Ω，Port1和Port2駐波仍可分別控制在1.05和1.175以內，即材料的固有誤差對于本方來說可接受。

圖3 VSWR隨電阻值R變化仿真曲線圖

針對帶狀線轉同軸饋電過渡結構，也建立仿真模型，如圖4所示。圖4(a)中h1、h2和h3均與圖1的參數設置保持一致，圖4(a)中，帶狀線下層介質板通過直徑為D1金屬化柱體與外部射頻同軸連接，其中D1為0.4 mm；與之互聯的外部射頻同軸內導體直徑D2為0.3 mm，外部射頻同軸內外導體間填充介質為聚四氟乙烯(相對介電常數為4)，為實現50 ohm的特性阻抗，可計算出射頻同軸外導體直徑D3為 1.6 mm。

為了抑制互耦影響，同時也為了提升同軸轉帶狀線過渡的匹配效果，介質板內部直徑D1金屬化柱體外設定了一圈屏蔽柱；除此之外，為了保證整個功分網絡與外部的射頻連接的可靠性，在下層介質板金屬化柱體終端處需增加半徑略大于D1的射頻壓接盤，如圖4(b)所示。直徑D1的金屬柱體通過此射頻壓接盤與外部射頻同軸內導體連接。從工程可靠性角度考慮，該射頻壓接盤直徑越大，則與外部射頻同軸直徑為D2的內導體的連接越可靠；然而，由于射頻壓接盤的引入等效于在50 ohm傳輸線中加載了一部分電容，故而，金屬盤直徑D4會明顯影響射頻同軸與帶狀線轉接的匹配性能。為了考察D4對射頻互聯的影響程度，D4分別取值為0.4，0.5，0.6 mm。如圖5所示，隨著D4的數值減小，駐波也隨之增大，證明其匹配效果越來越好。因此，綜合考慮互聯可靠性、匹配效果及加工裝配誤差3方面因素，加工中D4取值為0.5 mm時，可兼顧匹配性能以及加工裝配的可靠性。

圖4 帶狀線Wilkinson功分器仿真模型

圖5 射頻同軸端口VWSR隨D4變化仿真結果

將上述2部分仿真模型級聯起來，構成完整的仿真模型圖，如圖6所示，輸出端口間距為45 mm。仿真得到的各端口駐波曲線如圖7所示，端口1駐波控制在1.05以內，端口2和端口3的駐波也可控制在1.2以內?；诖薟ilkinson功分單元器，進行1分16路的功分網絡模塊模型仿真，其拓撲結構如圖8所示，其輸出端口橫向和縱向間距均為45 mm。

圖6 級聯仿真模型

圖7 級聯后仿真駐波曲線

圖8 1分16路Wilkinson功分網絡拓撲示意圖

2 功分網絡測試

加工成型的印制板如圖9所示，17個端口均設置在正面一側，印制板厚度為1.1 mm。

圖9 1分16路Wilkinson功分網絡實物圖

針對此類垂直互聯結構的功分網絡測試，傳統的SMA，SMP甚至是SSMP射頻接頭形式已經無法適用，因為上述一系列連接方式均要求射頻內導體必須與被測端口內導體焊接才能實現可靠的電連接。故而，在本方案的測試中采用毛紐扣射頻集成連接方案，此方案的射頻集成方式具有匹配效果好，彈性接觸可靠，體積尺寸小，易裝配等優點，如圖10所示，測試夾具在17端口的對應位置處集成了毛紐扣射頻連接器，其中，毛紐扣內導體直徑Din為0.3 mm，該部分具有10%的長度伸縮性，外部采用聚四氟乙烯介質填充，外導體直徑Dout為1.6 mm。

圖10 測試工裝實物圖

測試方式如圖11所示，利用安捷倫矢量網絡分析儀(型號：PNA-X Network Analyzer N5244A，測試頻率范圍：10 MHz～43.5 GHz)進行測試。測試功分網絡時，除去被測端口外，其他端口均接入50 Ω匹配負載(SSMP接口形式)。

圖11 測試現場圖

測試結果如圖12所示，圖12(a)所示為圖11測試狀態時，輸入端口Port1與輸出端口Port2耦合系數，即網絡的插入損耗(含分配損耗)測試結果，在19.5～21.5 GHz頻率范圍內，網絡插損優于15.7 dB；但是，測試過程中，SSMP的轉接頭以及測試夾具內部毛紐扣轉SSMP的轉接段將會引入一部分額外誤差，且測試夾具生產方給出的20～30 GHz測試頻率條件下，此部分的插損之和為1.5 dB，故而網絡的實際插損優于圖12(a)所示結果1.5 dB，即該網絡的真實插損均可保證在14 dB以內。

圖12 測試結果圖

端口駐波測試結果如圖12(b)所示，輸入端口Port1的VSWR在所需頻段內可保證在1.55以內，輸出端口Port2可保證在1.8以內；而測試所有端口結果之后，統計計算得到所有端口幅相誤差均方根分別在0.3 dB和3.5°以內，符合指標要求。

3 結束語

設計了一款基于平面埋阻工藝的Wilkinson功分網絡，采用Ni-P埋阻材料，取代了傳統的電阻焊接方式，提升了功分網絡集成度；此外，為了測試其性能，還設計了一套集成了毛紐扣的彈性壓接垂直互聯測試方案；經測試驗證，既證明平面埋阻工藝有效，也證明了毛紐扣彈性壓接垂直互聯的可靠性，該方案為類似的瓦式相控陣功分網絡模塊設計及測試提供了指導。