中壓混合型模塊化多電平變換器的載波移相調(diào)制策略

郭燚 郭將馳 于士振

摘要：由于半橋子模塊與全橋子模塊的載波移相調(diào)制策略不同，兩者混合而成的模塊化多電平變換器（modular multilevel converter， MMC）不能直接沿用原來的調(diào)制策略;在船舶中壓直流電力系統(tǒng)中，由于變換器模塊數(shù)較少，交流輸出電壓的波形質(zhì)量相對較差。基于上述原因，通過載波相位角的合理配置，提出一種改進型載波移相調(diào)制策略。該策略不僅能夠增加交流輸出電壓的電平數(shù)，而且不局限于某種特定的拓撲結(jié)構(gòu)。通過仿真驗證其有效性和通用性，驗證結(jié)果顯示它是一種適用于中壓混合型MMC的通用調(diào)制策略。

關(guān)鍵詞：船舶; 載波移相調(diào)制; 模塊化多電平變換器（MMC）; 中壓

中圖分類號：U665.12

文獻標志碼：A

Abstract：The hybrid modular multilevel converter （MMC） composed of the half bridge and full bridge sub-modules can not directly use the original modulation strategy because of the difference of phase-shifted carrier modulation strategy of the two sub-modules; the quality of the AC output voltage waveform is relatively poor due to the small number of converter modules in the medium voltage DC power system for ships. To solve the above problems， an improved phase-shifted carrier modulation strategy is proposed through the reasonable allocation of carrier phase angle. This strategy not only can increase the level number of AC output voltage， but also is not limited to a specific topological structure. The validity and generality of this strategy are verified by simulation， and the verification result shows that this is a general modulation strategy suitable for a medium voltage hybrid MMC.

Key words：ship; phase-shifted carrier modulation; modular multilevel converter （MMC）; medium voltage

收稿日期：2018-03-26

修回日期：2018-05-07

作者簡介：

郭燚（1971—），男，安徽安慶人，副教授，博士，研究方向為船舶電力推進、船舶中壓直流系統(tǒng)，（E-mail）yiguo@shmtu.edu.cn

0 引 言

為使高能武器上艦，船舶電力功率不斷提升，中壓直流（medium voltage direct current，MVDC）電力系統(tǒng)被逐步應(yīng)用到艦船上。與傳統(tǒng)中壓交流（medium voltage alternating current，MVAC）電力系統(tǒng)相比，MVDC電力系統(tǒng)的能量傳輸效率更高 [1-2]。模塊化多電平變換器（modular multilevel converter， MMC）具有可擴展性強、導通損耗低、對濾波器要求較低等特點[3]，因此，MMC在MVDC電力系統(tǒng)中具有良好的應(yīng)用前景[4-5]。

在大功率直流斷路器應(yīng)用于MVDC電力系統(tǒng)之前，針對傳統(tǒng)MMC運行過程中可能存在的直流故障問題，使用具有直流故障穿越能力的MMC子模塊是一種可行的解決辦法。MMC子模塊拓撲結(jié)構(gòu)主要有半橋子模塊（half bridge sub-module， HBSM）、全橋子模塊（full bridge sub-module， FBSM）和箝位雙子模塊（clamping double sub-module， CDSM），其中FBSM和CDSM具有直流故障穿越能力。隨著研究的深入，越來越多具有直流故障穿越能力的新型子模塊拓撲結(jié)構(gòu)被提出[6-7]。文獻[8]從應(yīng)用層面出發(fā)提出了由HBSM和FBSM組成的混合型MMC，其主要優(yōu)點在于實現(xiàn)了直流故障穿越功能與投資成本二者的平衡，是一種具有較高實用價值的MMC拓撲結(jié)構(gòu)。

MMC的調(diào)制策略主要有最近電平逼近調(diào)制（nearest level modulation，NLM）策略和載波移相調(diào)制策略。NLM原理簡單，不受子模塊拓撲結(jié)構(gòu)限制，多用于高壓型MMC;載波移相調(diào)制器等效開關(guān)頻率高，損耗分布均勻。在混合型MMC的調(diào)制策略方面，文獻[9]提出了一種非交錯的載波移相調(diào)制策略，當橋臂子模塊數(shù)為N時輸出相電壓電平數(shù)為N+1，但能夠使用該策略的MMC拓撲結(jié)構(gòu)存在局限性。文獻[10]采用NLM與脈寬調(diào)制（pulse width modulation，PWM）相結(jié)合的調(diào)制策略，在原有階梯波的基礎(chǔ)上通過單個模塊的高頻投切來提高輸出電壓的波形質(zhì)量，但由于輸出電壓電平數(shù)不變，波形改善幅度較小。也有研究[11]將FBSM應(yīng)用在低電壓范圍，對MMC輸出電平起輔助調(diào)節(jié)作用，雖然能大幅增加電平數(shù)量，但HBSM中電容容量需相應(yīng)增大，且其直流故障穿越能力較弱。文獻[12]改進了載波移相調(diào)制策略，雖然增加了近一倍的電平數(shù)，但也只是針對文中特定MMC拓撲結(jié)構(gòu)所做的改進。

根據(jù)混合型MMC的載波移相調(diào)制的特點，結(jié)合文獻[9]和[12]，本文提出一種改進的混合型MMC載波移相調(diào)制策略。該策略可用于任意子模塊排列的混合型MMC的控制，使每個橋臂在有N個模塊的情況下輸出的相電壓電平數(shù)達到2N+1，可以克服中壓型MMC模塊數(shù)較少的缺點。另外，本文對文獻[13]中所提出的逆變側(cè)預充電策略進行了改進，以便用于混合型MMC。最后，用MATLAB/Simulink建立仿真模型，驗證所改進混合型MMC調(diào)制策略的有效性。

1 混合型MMC拓撲結(jié)構(gòu)

圖1為混合型MMC拓撲結(jié)構(gòu)。MMC由三相六橋臂組成，每個橋臂都由N個子模塊與電感L0級聯(lián)而成。每個橋臂的子模塊由HBSM和FBSM兩種子模塊組成，兩種子模塊個數(shù)分別為Nh和Nf（Nh+Nf=N）。圖1中：uj為MMC的j相輸出電壓，upj和unj分別為上橋臂和下橋臂電壓，j∈{a，b，c}。

圖2為MMC單相等效電路圖，其中：ipj和inj分別為上橋臂和下橋臂電流;uphj和upfj分別為上橋臂電壓中HBSM和FBSM所分得的電壓;unhj和unfj分別為下橋臂電壓中HBSM和FBSM所分得的電壓;Rp和Lp分別為上橋臂的阻抗和自感;Rn和Ln分為下橋臂的阻抗和自感;Lm為上橋臂與下橋臂之間

式中：M（0≤M≤1）為電壓調(diào)制比;ω0為MMC參考電壓的角頻率;φj為j相參考電壓的相位角。

2.2 FBSM調(diào)制策略

圖4為全橋型MMC的載波移相調(diào)制示意圖。如圖4所示，每個橋臂需要兩個參考電壓uref_l和uref_r，分別為FBSM左臂和右臂參考電壓。相鄰載波間的相位差為π/N，上、下橋臂載波之間整體存在相位角θ。

3 混合型MMC調(diào)制策略的改進與諧波分析

3.1 混合型MMC調(diào)制策略的改進

圖5為混合型MMC單相結(jié)構(gòu)示意圖。以每個橋臂有6個子模塊的結(jié)構(gòu)為例，其排列方式為3個HBSM與3個FBSM相鄰交替排列。為能夠有效阻斷發(fā)生直流故障時大電流的沖擊，具有直流故障穿越功能的模塊占比至少為50%[8]。

圖6為混合型MMC的載波移相示意圖，其中：fch為HBSM的載波頻率，fcf為FBSM的載波頻率。因為FBSM的開關(guān)器件數(shù)量為HBSM的兩倍，所以從平衡器件損耗的角度可設(shè)fch=2fcf。HBSM載波為奇數(shù)列，F(xiàn)BSM載波為偶數(shù)列，每相鄰兩條載波之間的相位差均為2π/N，下橋臂FBSM載波初相位角為（2k+1）π，上、下橋臂之間載波整體相位差為θ。

圖7為配合載波移相調(diào)制所使用的附加平衡控制策略[15]，其中uc_ave為橋臂上N個子模塊電壓的瞬時平均值，uc（i）為橋臂上第i個子模塊的電容電壓，Δuc（i）為橋臂上第i個子模塊的電容電壓與瞬時平均電壓的差值，iarm為流過子模塊的橋臂電流，Δu*（i）為補償電壓。因此，加入平衡控制后j相上、下橋臂HBSM的參考電壓可改附加平衡控制策略

3.2 MMC輸出電壓諧波分析

由式（20）可知，當m=1時，輸出電壓諧波的最低階次為2Nfch。因此，當N達到一定數(shù)值后，輸出電壓的諧波主要集中在高頻部分。

以上推導從理論上證明，當上、下橋臂間載波相位角按式（17）取值時，所提出的載波移相調(diào)制策略可以改善輸出電壓波形質(zhì)量。同時，可將式（8）和（9）進行改寫，并按以下步驟進行載波相位角配置：首先，根據(jù)下橋臂HBSM設(shè)置一組相位角

式（22）與式（9）區(qū)別在相差2k個周期，因此在實際操作中可選擇k=0的情況。只要在下橋臂載波的基礎(chǔ)上整體加上θ就可得到上橋臂的載波相位角。

4 仿真驗證

為驗證改進的混合型MMC載波移相調(diào)制策略的有效性，用MATLAB/Simulink建立仿真模型進行驗證，MMC拓撲結(jié)構(gòu)見圖5，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖見圖8。圖8中：Ks1和Ks2分別為直流側(cè)開關(guān)和交流斷路器;Rlim為限流電阻;Rload和Lload分別為交流側(cè)負載電阻和電感。

MMC仿真參數(shù)：MMC額定容量Ps=1 MW;額定頻率fr=50 Hz;母線電壓Udc=6 kV;電壓調(diào)制比M=1;子模塊平均工作電壓Uc=1 kV;HBSM數(shù)量Nch=3，F(xiàn)BSM數(shù)量Ncf=3;HBSM載波頻率fch=800 Hz，F(xiàn)BSM載波頻率fcf=400 Hz;子模塊電容C0=5 mF;橋臂電感L0=8 mH;負載電阻Rload=13.5 Ω，負載電感Lload=8 mH;限流電阻Rlim=40 Ω。

4.1 改進的載波移相調(diào)制策略仿真

文獻[9]所提出的載波移相調(diào)制策略（以下簡稱傳統(tǒng)調(diào)制策略）如下。參考電壓如式（12）～（15）所示，電容電壓平衡策略如圖7所示，載波頻率為fch=2fcf，上、下橋臂載波相位角設(shè)置如下：

圖9a為調(diào)制比M=1時傳統(tǒng)調(diào)制策略下a相輸出的相電壓波形。可以看到，電壓波形為7電平，峰值為3 000 V。圖10a為改進調(diào)制策略下a相輸出的相電壓波形。可以看到，經(jīng)過改進后輸出電壓峰值仍然為3 000 V，但電平數(shù)從原來的7變?yōu)?3，因此波形更接近正弦波。

圖9b為傳統(tǒng)調(diào)制策略下a相輸出的相電壓頻譜，經(jīng)測量輸出相電壓總諧波畸變率（total harmonic distortion，THD）為11.39%。在該調(diào)制策略下，輸出電壓最低諧波階次主要集中在4 800 Hz左右，即6倍的HBSM載波頻率。圖10b為改進調(diào)制策略改進調(diào)制策略仿真波形下a相輸出電壓頻譜，經(jīng)測量輸出相電壓THD為6.42%。顯然，最低主要諧波階次已經(jīng)從6fch變?yōu)?2fch，約9 600 Hz，且諧波幅值也較6fch時的小。這意味著在電平數(shù)較少的情況下，由于諧波階次的提升，濾波器的體積可以相應(yīng)地減小。同時，隨著載波頻率的增大，諧波階次仍可進一步提升。由此證明，改進的調(diào)制策略可增加輸出電平數(shù)量，增大輸出電壓的最小諧波階次，改善輸出波形質(zhì)量。

圖9c和圖10c為兩種調(diào)制策略下MMC的a相上、下橋臂子模塊電容電壓。可以看出，雖然調(diào)制策略不同，但因為電容電壓平衡策略相同，所以電容電壓波動基本保持一致，均控制在5%以下。這說明該電容電壓平衡策略對所提出的改進型載波移相調(diào)制策略依然有效。

4.2 改進的載波移相調(diào)制策略通用性驗證

表1所示為橋臂子模塊N=6，傳統(tǒng)調(diào)制策略與改進的調(diào)制策略下FBSM與HBSM的數(shù)量比為1∶1時，不同子模塊排列下的輸出相電壓THD對比，其中H為HBSM，F(xiàn)為FBSM。從表2可以看出，采用傳統(tǒng)調(diào)制策略時，排列2與排列4輸出電壓THD明顯高于其他排列方式，實則為波形發(fā)生了畸變，說明該調(diào)制策略不適用于這兩種排列。當采用改進的調(diào)制策略時，在所列排列下輸出相電壓THD均維持在6.0%～6.5%范圍內(nèi)。由于子模塊排列眾多，難以一一列舉，因此只列舉其中的幾種作為參考。結(jié)合上節(jié)的理論推導可以說明，該改進的調(diào)制策略可用于子模塊排列方式不同的混合型MMC。

表2所示為橋臂子模塊N=6時，在FBSM與HBSM的數(shù)量比不同的情況下，采用改進調(diào)制策略時輸出相電壓THD對比。可以看出，當FBSM數(shù)量從0增加到6時，輸出相電壓THD保持在6%～6.5%范圍內(nèi)，其中：當FBSM數(shù)量為0時，MMC為半橋型MMC;當FBSM數(shù)量為6時，MMC為全橋型MMC。這說明FBSM與HBSM數(shù)量比的變化不會對調(diào)制結(jié)果造成較大的影響。結(jié)合表1可知，改進的調(diào)制策略是一種適用于混合型MMC的通用調(diào)制策略。

4.3 混合型MMC預充電策略的改進仿真

為配合本文提出的改進型載波移相調(diào)制策略，將文獻[13]提出的基于半橋型MMC的閉環(huán)恒流充電策略加以改進，使其變?yōu)檫m用于所提混合型MMC調(diào)制策略的閉環(huán)恒流預充電策略。

圖11為閉環(huán)恒流充電策略圖，其中：Idc_ref為可控充電的參考電流;icj為j相橋臂環(huán)流;ucj（i）為j相上、下橋臂2N個模塊的電容電壓;urefj為j相充電參考電壓;urefj（i）為j相第i個子模塊的充電參考電壓。

圖12為系統(tǒng)啟動0.5 s內(nèi)MMC的a相橋臂電流。由圖12可知，啟動分3個階段：0～0.23 s為第一階段，0.23～0.30 s為第二階段，0.30～0.50 s為第三階段。第一階段為不控充電階段，此時開關(guān)Ks1斷開，限流電阻Rlim處于接入狀態(tài)，所有模塊均被閉鎖，電流大小隨時間衰減。第二階段為閉環(huán)恒流充電階段，此時直流側(cè)開關(guān)Ks1閉合，限流電阻Rlim被旁路，通過閉環(huán)控制對MMC進行恒流充電，仿真中設(shè)置Idc_ref=50 A。第三階段為正常運行階段，此時Ks2閉合，投入交流側(cè)負載，MMC進入穩(wěn)態(tài)運行。

圖13為系統(tǒng)啟動0.5 s內(nèi)MMC的a相子模塊電容電壓，啟動階段時間分配與圖12相同。由于橋臂電流均為從上到下正向流動，因此：在第一階段，每相2N個子模塊均閉鎖，電容處于充電狀態(tài)，該階段結(jié)束時子模塊最大電容電壓達到Udc/2N=500 V;在第二階段，由于閉環(huán)控制，子模塊電容電壓同步快速上升，最終達到電容平均工作電壓1 000 V;在第三階段，系統(tǒng)正常運行，模塊電容電壓在平均工作電壓附近周期性波動。

采用改進的充電策略，兩種不同類型的子模塊能在同一時間段內(nèi)統(tǒng)一充電，可以避免調(diào)制策略不同造成的分批啟動，節(jié)省啟動時間，加快混合型MMC的啟動速度。

5 結(jié)束語

針對中壓混合型MMC模塊數(shù)較少、輸出電壓波形質(zhì)量較差的問題，本文提出一種適用于中壓直流條件的混合型MMC載波移相調(diào)制策略。首先，從理論上證明了當載波按照所提調(diào)制策略配置時，輸出電壓波形質(zhì)量可得到有效改善。隨后，通過建立仿真模型，驗證了所提調(diào)制策略的有效性。通過對各類子模塊排列方式不同和數(shù)量比不同的混合型MMC的仿真對比，驗證了所提調(diào)制策略是一種通用的調(diào)制策略，其結(jié)果表明在不同MMC拓撲結(jié)構(gòu)下輸出相電壓THD均保持在穩(wěn)定范圍內(nèi)。為配合所提混合型MMC調(diào)制策略，本文還改進了一種基于半橋型MMC的閉環(huán)恒流充電策略，使其能適用于混合型MMC。不足之處在于，改進的充電策略只適用于逆變側(cè)的混合型MMC，用于整流側(cè)的混合型MMC充電策略仍然有待改進。進一步的研究方向為：混合型MMC拓撲結(jié)構(gòu)下MVDC直流故障阻斷策略的優(yōu)化研究。

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（編輯 賈裙平）