基于FPGA的實時死區補償方法研究

耿后來，李 順，顧亦磊

（陽光電源股份有限公司，安徽 合肥 230088）

1 概 述

圖1為三相三電平逆變器的一相橋臂，有兩對互補的開關管。在正半周期，S11和S12互補導通，S21常通，S22關閉；在負半周期，S21和S22互補導通，S11關閉，S12常通。由于開關器件的導通和關斷都需要時間，如果兩個互補的開關器件發生“直通”現象，將會導致開關器件損壞。為了保證互補的開關器件安全工作，在這兩個開關器件通斷信號之間必須設置一段時間，使導通的功率器件可靠關閉后經過一定時間再使互補功率器件導通，這段時間稱為死區。死區時間越長，對逆變器輸出基波電壓的影響越大，會引起輸出電壓波形的畸變，降低逆變器的輸出特性。

圖1 三電逆變器電路圖

為了降低死區時間帶來的負面影響，國內外對此進行了各種研究，提出了各種死區補償方法。一類是在開關管的PWM上加入死區時間，通過改變互補開關管的開通關斷時間改變脈沖寬度，從而達到補償死區時間導致的電壓擾動[1-3]，稱為脈沖寬度直接調整法。這類方法實現起來較為復雜，要求在每個開關周期內進行實時脈沖寬度直接調整，對輸出電流的過零檢測要求較高，否則容易誤補償。另一類是將死區效應引起的逆變器輸出電壓偏差等效為一個平均電壓誤差，直接將電壓誤差作為前饋疊加到參考電壓上[4-7]。此類方法適用的關鍵是過零點檢測，若過零點檢測不夠精確，將會出現誤補償現象，從而給輸出電流帶來新的諧波。

現有的死區補償算法大多依賴于電流過零點判斷。為了彌補上述算法的缺點和不足，本文提出一種基于DSP和FPGA的在線死區補償方法。提出的死區補償方法為對三電平逆變器的開關管進行區分，分主管和輔管。依據實際工況，修改主管和輔管的死區時間。通過仿真驗證了所提死區方案的正確性，并在三電平并網逆變器上進行了實驗驗證。結果證明，所提出的死區補償具有可行性，具有較高的工程應用價值。

2 死區影響分析及死區補償介紹

三電平逆變器互補的功率器件不能同時導通，必須在PWM信號中加入死區。在正半周期，S11/S12互補加死區，S21常通，S22常斷；在負半周期，S21/S22互補加死區，S11常斷，S12常開。如圖1所示的電路圖，以正半周期為例，當開關管S11關斷時，S12不能立即導通，而要等待一個死區時間后導通，否則逆變器會出現正半母線短路的情況，造成器件S11、S12和S21體內二極管損壞。直通發生在IGBT器件關斷時刻，故常規死區為在開關管導通加時（上升沿）加死區，詳細如圖2所示。

圖2 死區時間及輸出電壓圖

圖2為R相橋臂的PWM信號和輸出電壓URO的波形圖。D11_I和D12_I分別為不考慮死區時間時理想的兩只開關管的驅動信號，兩只開關管開通與關斷時刻之間的預留死區時間為Td。D11_R和D12_R分別為考慮死區時間的驅動波形。URO為該相橋臂的輸出電壓波形。陰影部分是器件S11、S12都關斷的安全余量區間，即兩個開關管都關斷的實際死區時間Terr：

其中，Ton為開關管導通所需要的時間，Toff為開關管關斷所需要的時間。

當電流為正時，輸出電壓URO=Ubus/2，由于死區的原因，輸出電壓URO輸出減少了Terr的時間；當輸出電流為負時，上橋臂二極管導通，輸出電壓URO=-Ubus/2，由于死區的原因，輸出電壓URO輸出增加了Terr的時間。所以，電流的極性不同，實際輸出脈沖電壓與理想給定脈沖電壓的寬度差值也不同。結合圖1和圖2進行分析可知，電流為正時，實際正脈沖寬度比理想給定脈沖寬度窄；電流為負時，則實際正脈沖寬度比理想給定變寬，增加的時間如式（1）所示。因此，由于死區導致的PWM誤差時間可以表示為：

其中：

由式（2）和式（3）可知，由于死區導致的三電平逆變器輸出的相電壓損失為：

式中，Ts為載波周期。

從式（4）可知，由于死區的原因導致輸出電壓出現電壓損失，其大小和死區大小相同，方向則與電流方向相同。電壓損失將會導致指令電壓和電流的畸變，故需要判斷電流方向對死區進行補償。通常根據電流極性實時對逆變器輸出的PWM脈沖進行補償，在每個PWM計算周期都對死區效應進行補償。對死區時間導致的PWM誤差時間（式（2））進行補償，從而輸出期望的理想輸出電壓。因為補償電壓的正負由電流檢測信號決定，故此種方案最大的問題是電流的極性判斷，而電流容易受到采樣、諧波等的干擾，在過零點附近的區域存在誤補償現象，進而導致補償失敗。

3 新的死區補償方法

在如圖1所示的三電平逆變電路圖中，當功率因數（Power Factor，PF）為1時，在正半周期，按照圖2的死區設置方式將會導致主管S11損失一部分占空比，導致產生死區效應，故輸出電壓有損失；負半周期同理。定義對輸出電壓起主導作用的開關管為主管，例如在正半周期開關管S11為主管，在負半周期定義開關管S22為主管，而開關管S12、S21為續流之用，定義為輔管。針對功率因數的不同，提出一種實時修改死區大小的方案，通過修改不同死區上升下降時間達到降低輸出電流諧波的目的。此方法基于DSP+FPGA系統實現，其中DSP和FPGA通過SPI口進行通信。具體地，DSP將需要修改的死區實時發送給FPGA，FPGA依據DSP的指令動態修改主管和輔管的死區時間。下文將重點對PF=1時的死區補償方法進行研究。

本文提出的死區補償方法如圖3所示，在FPGA中完成，主管占空比的上升延遲時間Trd1和下降延時時間Trd2可以動態配置，輔管的占空比上升延遲時間Tdd1和下降延時時間Tdd2也可動態配置。當需要進行死區補償時，DSP告知FPGA這4個時間，然后FPGA對這4個時間進行實時調整。例如，當功率因數為1時，令Trd1=Td、Trd2=Td/2、Tdd1=0、Tdd2=3×Td/2，這樣主管的輸出電壓即可得到一定補償。

圖3 本文提出死區補償方法

此死區補償方法不需要判斷輸出電流方向，在PF=1時能夠提高主管的導通時間，提高基波的幅值，降低輸出電流的諧波，同時提高直流側母線電壓利用率。當Trd2=Td/2時，母線直流電壓利用率提高，即：

此死區補償方法是一種硬件處理方案，避免了軟件進行電流方向判斷，大大減少了過零點附近電流誤判的情況，故能避免誤補償。

4 仿真及實驗驗證

4.1 仿真結果及分析

為了驗證提出的死區補償方法的有效性，本文通過MATLAB軟件對所提出的算法進行仿真。其中，母線電壓Ubus=650 V，輸出電感為0.2 mH，輸出電容為9.5 μF，開關頻率設為16 kHz。在輸出半載時進行仿真驗證，此時電流有效值為25 A，輸出直接并入400 V電網。為驗證本文提出的死區方案，所選死區時間較大。常規方法的死區時間為4 μs，而新死區補償方法的Trd1=4 μs，Trd2=2 μs，Tdd1=0 μs，Tdd2=6 μs。

圖4為常規死區方法調制輸出電流波形及FFT分析，圖5為常規死區方法調制輸出電流波形（便于觀察過零點情況）。由于死區時間影響，在過零點附近輸出電流波形有明顯失真。

圖4 常規死區方案仿真輸出電流及FFT分析

圖5 常規死區方法調制輸出電流波形示意圖

圖6為所提死區補償方法輸出電流及FFT分析，圖7為所提死區補償方法輸出電流波形（便于觀察過零點情況）。由圖4、圖5、圖6及圖7可知，所提方法的輸出電流在過零點失真出現較大改善，其次THD（Total Harmonic Distortion）從10.42%降到5.86%，降低量4.56%，且5次、7次等奇次諧波均得到了降低，系統整體性能提高。

圖6 所提死區補償方法仿真輸出電流及FFT分析

圖7 所提死區補償方法仿真輸出電流示意圖

4.2 實驗結果及分析

為驗證所提死區補償方法的有效性，在33 kW的三相三電平并網逆變器的實驗平臺上進行半載試驗。試驗參數為：母線電壓Ubus=650 V，逆變器輸出電抗為0.2 mH（粉芯電抗，感量隨著電流大小一直變化），輸出電容為9.5 μF，直接并入400 V電網。為驗證本文提出的死區補償方法，所選死區時間比較大。設定的死區時間為4 μs，開關頻率為16 kHz，新方案的Trd1=4 μs，Trd2=2 μs，Tdd1=0 μs，Tdd2=6 μs。實驗平臺控制核心采用DSP芯片TMS320F28374S+LATTICE的FPGA芯片，其中FPGA主要用于PWM信號處理及通信。

圖8為常規死區方法實驗輸出結果及THD分析，圖9為常規死區方法實驗輸出電流波形。可見，電流在過零點附近失真較嚴重，THD高達10%。

圖8 常規死區方法實驗輸出結果及THD分析

圖9 常規死區方法實驗輸出電流

圖10為所提死區補償方法仿真輸出結果及THD分析，圖11為新死區補償方法實驗輸出的電流波形。可見，電流在過零點附近失真有較大改善，THD為5.829%。

圖10 所提死區補償方法仿真輸出結果及THD分析

分析兩種方法實驗結果可知，新死區補償方法能較大幅度降低輸出電流諧波，降幅達4.171%，驗證了所提死區補償方法的正確性和有效性。

圖11 所提出死區補償方法仿真輸出電流

5 結 論

針對死區時間對三電平逆變器輸出電壓的影響進行分析，并介紹常規死區補償，提出了一種三電平死區補償方法。依據實際需求，調整主管和輔管的死區時間，并在PF=1時對其進行仿真和實驗驗證。結果表明，新死區補償方法有效改善了死區效應引起的電流波形畸變，無需判斷電流方向，減少了誤判，具有較高的工程應用價值。